本发明涉及开关变换器领域，特别涉及一种有源钳位反激变换器的钳位电路及其控制方法。
背景技术：
反激变换器因其成本低、拓扑简单等优点广泛应用于中小功率开关电源。在实际工作过程中，反激变换器由于漏感的存在，导致原边的能量不能全部传递到副边，留在原边的漏感能量与mos管结电容之间谐振导致主开关管的漏极产生高频的电压尖峰。做产品时为了减小开关管的电压应力，通常的做法是添加适用的吸收电路，常见的吸收电路有rcd吸收电路、lcd吸收电路和有源钳位电路。其中，有源钳位电路添加额外的钳位开关管及较大的钳位电容，可以将漏感能量保存在钳位电容中，并回收此能量至变换器输入端。另外，由于漏感的电惯性，有源钳位电路在漏感能量的回收过程结束后通过反向励磁电流抽取主开关管漏端的结电容上的电荷，使得主开关管的漏极电压降低至零，从而实现主开关管的零电压开通(zvs)，减小主开关管的开通损耗，进一步提高产品的功率密度。
如图1所示，100为典型有源钳位反激变换器的电路图。图中，lk为漏感、lm为励磁电感、c_clamp为钳位电容、s2为钳位开关管、s1为主开关管、coss为主开关管结电容、rcs为励磁电感电流采样电阻、np为变压器原边绕组匝数、ns为变压器副边绕组匝数、dr为整流二极管、cout为变换器输出电容、单元120为变换器的控制器(即是该变换器的主控制芯片)、单元130为隔离反馈电路。主控制芯片通过采样变换器输出电压和电流采样电阻rs上的压降实现双环路峰值电流模式控制，确定主开关管s1何时开通、何时关断。为了实现主开关管s1的zvs开通，需要合理控制钳位开关管s2导通的时间。实际上，仅仅依靠漏感很难将开关节点的电压拉至地电位，而需要将励磁电感lm的感量适当减小，使得励磁电感也存在负向电流。在钳位开关管关闭之后，励磁电感和漏感仍然流过负向电流，从开关管结电容上抽取能量，使得开关节点电压拉至地电位。
有源钳位反激虽然能实现主开关管的zvs，但是，当变换器工作在断续模式时，此时钳位开关管和主开关管的驱动信号为非互补的，也就是说，钳位开关管只在主开关管开通之前导通一小段时间，时序图如图2所示。图2为理想情况下的时序波形，在断续模式的非互补反激有源钳位下，在不同的谐振位置导通钳位开关管，由于励磁电流的大小和方向都有所不同，将导致主开关管实现zvs的程度不一样。如果在主开关管vds波谷处导通钳位开关管，此时钳位开关管的导通电压将非常高，损耗也会很大；为了能够尽可能在保证主开关管zvs前提下减小钳位开关管的开通损耗同时降低emi噪声干扰，采用准谐振控制钳位开关管的导通，通过检测辅助绕组电压来间接检测主开关管电压为vin的时刻，再固定延时一段时间后实现钳位开关管在主开关管vds电压等于或接近波峰的时候导通，达到效率和emi最佳的效果。
正常情况下，在主开关管关断以后变压器传递能量到副边，漏感电流ilk给主开关管输出结电容coss1充电，钳位开关管输出结电容coss2放电，如图2所示t1～t2阶段；钳位开关管输出结电容coss2放电完毕后其体二极管导通，漏感与钳位电容发生谐振，由于此时励磁绕组被副边钳位，vds几乎保持不变，如图2所示t2～t3阶段；ilk谐振到零后，钳位开关管体二极管截止，vds由vin vc(钳位电容压降)跌落为vin nvo，此时漏感与主开关管输出结电容coss1和钳位开关管输出结电容coss2均发生谐振，如图2所示t3～t4阶段；励磁电流线性掉零后，励磁电感脱离副边钳位，和漏感一同与主开关管输出结电容coss1和钳位开关管输出结电容coss2发生谐振(忽略变压器寄生电容)，此时主开关管vds谐振周期为
实际测试波形如图3所示，其中vds1是主开关管漏源两端电压，ilk为谐振电流波形。从实测试波形中可以看到，当主开关管的驱动关闭后，漏感与钳位电容通过钳位开关管的体二极管开始谐振，由于体二极管的反向恢复特性很差，谐振电流过零后，由于体二极管反向恢复的存在，谐振电容放电存在负向电流，抽取主开关管结电容电荷，导致主开关管vds1电压下降，当钳位开关管体二极管反向恢复结束后，负向电流立即到零，此时主开关管的vds电压又开始上升，如果在上升的过程中励磁电流过零，则会导致谐振周期发生变化，最终的结果使得钳位开关管不能实现qr(准谐振)导通，钳位开关管温升变大，整个变换器的效率偏低。
技术实现要素：
鉴于现有技术的不足，本发明的目的是，提供一种有源钳位反激变换器的钳位电路及其控制方法，解决钳位开关管反向恢复所带来的谐振周期改变的问题。
为了实现上述目的，本发明提供的技术方案如下：
一种有源钳位反激变换器的钳位电路，包括钳位电容和钳位开关管，其特征在于：还包括串联在钳位电容放电回路中的反向恢复特性好的开关单元，在主开关管关断时，当谐振电流减小到零后，谐振电流只产生一点负向电流开关单元就可关闭，以避免存储在钳位电容上的能量在主开关管关断期间被意外释放。
作为上述的有源钳位反激变换器的钳位电路的一种具体实施方式，所述开关单元，为低压开关管，低压开关管正向串联在钳位电容与钳位开关管之间，低压开关管的源极连接钳位开关管的漏极，低压开关管的漏极连接钳位电容。
优选的，在同一开关周期内，所述低压开关管比钳位开关管先开通，所述低压开关管比钳位开关管后关断。
作为上述的有源钳位反激变换器的钳位电路的一种具体实施方式，所述开关单元，包括第一二极管和第二二极管，第一二极管正向串联在钳位电容与钳位开关管之间，用于在钳位电容与主开关管之间形成反向并联支路，即第一二极管的阳极连接钳位电容，第一二极管的阴极连接钳位开关管的漏极；第二二极管反向并联在第一二极管与钳位开关管所构成的串联支路两端，即第二二极管的阴极连接第一二极管的阳极，第二二极管的阳极连接钳位开关管的源极。
优选的，所述钳位开关管在其漏源两端电压谐振波谷处开通。
一种有源钳位反激变换器的钳位控制方法，在主开关管关断时，当谐振电流减小到零后，谐振电流只产生不影响谐振周期的少量负向电流时开关单元就可关闭，以避免存储在钳位电容上的能量在主开关管关断期间被意外释放而导致谐振周期发生的变化。
所述开关单元，为正向串联在钳位电容与钳位开关管之间的低压开关管，在同一开关周期内，所述低压开关管比钳位开关管先开通，所述低压开关管比钳位开关管后关断。
与现有技术相比，本发明有源钳位反激变换器的钳位电路及其控制方法的有益效果在于：通过在钳位电容放电回路中串联反向恢复特性好的开关单元，避免存储在钳位电容上的能量在主开关管关断期间被意外释放，解决了钳位开关管反向恢复带来的谐振周期变化的问题，提高反激变换器的效率，改善反激变换器emi。
附图说明
图1为现有典型acf电路原理框图；
图2为现有典型后沿非互补模式有源钳位反激变换器理想情况下工作波形图；
图3为现有典型后沿非互补模式有源钳位反激变换器实际工作测试波形图；
图4为本发明有源钳位反激变换器的钳位电路第一实施例原理图；
图5为本发明有源钳位反激变换器的钳位电路第一实施例实际工作时测试波形图；
图6为本发明有源钳位反激变换器的钳位电路第二实施例原理图；
图7为本发明有源钳位反激变换器的钳位电路第二实施例实际工作时测试波形。
具体实施方式
第一实施例
本实施例中，如图4所示。有源钳位反激变换器包括主开关管401、钳位开关管402、低压开关管403、钳位电容404和变压器405，主开关管401的漏极连接钳位开关管402的源极和变压器405初级绕组的异名端，主开关管401的源极接地，钳位开关管402的漏极连接低压开关管403的源极，低压开关管403的漏极连接钳位电容404的一端，钳位电容404的另一端连接变压器405原边绕组的同名端，其中lk为漏感、lm为励磁电感。
本实施例利用低压开关管403的体二极管反向恢复特性好的优点，在主开关管401关断时，当谐振电流减小到零后，解决钳位开关管402反向恢复引起的主开关管401谐振周期变化的问题。
本实施例的工作原理如下：当主开关管401开通时，主开关管401给变压器405励磁电感lm正向励磁，励磁电流线性上升；
当主开关管401关断时，漏感lk上存储的能量开始与钳位电容404谐振，并且给主开关管401输出结电容cq1充电，给钳位开关管402和低压开关管403各自的输出结电容cq2和cq3放电，当主开关管401结电容cq1上的电压达到vin nv0时，谐振电流通过钳位开关管402和低压开关管403各自的体二极管dq2和dq3向钳位电容404充电，同时变压器405开始向副边传递能量，谐振电流逐渐减小，当谐振电流减小到零后，由于低压开关管403的反向恢复特性好，谐振电流只产生一点负向电流低压开关管403就关闭了，使得存储在钳位电容404上的能量不能释放，此时由于负向电流很小，表现在主开关管401的漏源极电压vds的谐振幅值并不明显，也就无法影响谐振周期。
当励磁电感lm电流过零后，励磁电感lm和漏感lk与主开关管401和钳位开关管402输出结电容开始谐振。当钳位开关管402的谐振电压谐振到波谷时，开通钳位开关管402和低压开关管403，实现钳位开关管402和低压开关管403波谷开通，减小开通损耗，其中，低压开关管403比钳位开关管402先开通，确保低压开关管403不会因承受高压而损坏。钳位电容404通过钳位开关管402和低压开关管403放电，抽取主开关管401输出结电容cq1上的能量，为下一周期zvs开通做准备。实际测试时波形如图5所示，其中ilk为谐振电流，vds为主开关管漏源极电压。
第二实施例
本实施例中，如图6所示。有源钳位反激变换器包括主开关管501、钳位开关管502、第一二极管503、第二二极管504、钳位电容505和变压器506，主开关管501的漏极连接钳位开关管502的源极和变压器506初级绕组的异名端，主开关管501的源极接地，钳位开关管502的漏极连接第一二极管503的阴极，第一二极管503的阳极连接钳位电容505的一端，钳位电容505的另一端连接变压器506原边绕组的同名端；第二二极管504反向并联在第一二极管503与钳位开关管502所构成的串联支路两端，即第二二极管504的阴极连接第一二极管503的阳极，第二二极管504的阳极连接钳位开关管502的源极，其中lk为漏感、lm为励磁电感。
本实施例利用第一二极管503和第二二极管503反向恢复特性好的优点，在主开关管501关断时，当谐振电流减小到零后，解决钳位开关管502反向恢复引起的主开关管501谐振周期变化的问题。
本实施例的工作原理如下：当主开关管501开通时，主开关管501给变压器506励磁电感lm正向励磁，励磁电流线性上升；
当主开关管501关断时，漏感lk上存储的能量开始与钳位电容502谐振，并且给主开关管501输出结电容cq1充电，给钳位开关管502的输出结电容cq2放电，当主开关管501结电容cq1上的电压达到vin nv0时，同时变压器506开始向副边传递能量，此时谐振电流通过第二二极管504向钳位电容505充电，谐振电流逐渐减小，当谐振电流减小到零后，由于第二二极管504的反向恢复特性好，谐振电流只产生一点负向电流第二二极管504就截止了，使得存储在钳位电容505上的能量不能释放，此时由于负向电流很小，表现在主开关管501的漏源极电压vds的谐振幅值并不明显，也就无法影响谐振周期。
当励磁电感lm电流过零后，励磁电感lm和漏感lk与主开关管501和钳位开关管502输出结电容开始谐振。当钳位开关管502的谐振电压谐振到波谷时，开通钳位开关管502，实现钳位开关管502波谷开通，减小开通损耗，此时钳位开关管502开通，第一二极管503正向导通，第二二极管504反向偏置而截止，钳位电容505通过钳位开关管502放电，抽取主开关管501输出结电容cq1上的能量，为下一周期zvs开通做准备。实际测试时波形如图7所示，其中ilk为谐振电流，vds为主开关管漏源极电压。
以上实施例的说明只是用于帮助理解本申请的发明构思，并不用以限制本发明，对于本技术领域的普通技术人员来说，凡在不脱离本发明原理的前提下，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。本发明创造中的各个技术特征，在不互相矛盾冲突的前提下可以交互组合。
1.一种有源钳位反激变换器的钳位电路，包括钳位电容和钳位开关管，其特征在于：还包括串联在钳位电容放电回路中的反向恢复特性好的开关单元，在主开关管关断时，当谐振电流减小到零后，谐振电流只产生一点负向电流开关单元就可关闭，以避免存储在钳位电容上的能量在主开关管关断期间被意外释放。
2.根据权利要求1所述的有源钳位反激变换器的钳位电路，其特征在于：所述开关单元，为低压开关管，低压开关管正向串联在钳位电容与钳位开关管之间，低压开关管的源极连接钳位开关管的漏极，低压开关管的漏极连接钳位电容。
3.根据权利要求2所述的有源钳位反激变换器的钳位电路，其特征在于：在同一开关周期内，所述低压开关管比钳位开关管先开通，所述低压开关管比钳位开关管后关断。
4.根据权利要求1所述的有源钳位反激变换器的钳位电路，其特征在于：所述开关单元，包括第一二极管和第二二极管，第一二极管正向串联在钳位电容与钳位开关管之间，用于在钳位电容与主开关管之间形成反向并联支路，即第一二极管的阳极连接钳位电容，第一二极管的阴极连接钳位开关管的漏极；第二二极管反向并联在第一二极管与钳位开关管所构成的串联支路两端，即第二二极管的阴极连接第一二极管的阳极，第二二极管的阳极连接钳位开关管的源极。
5.根据权利要求1至4所述的有源钳位反激变换器的钳位电路，其特征在于：所述钳位开关管在其漏源两端电压谐振波谷处开通。
6.一种有源钳位反激变换器的钳位控制方法，在主开关管关断时，当谐振电流减小到零后，谐振电流只产生不影响谐振周期的少量负向电流时开关单元就可关闭，以避免存储在钳位电容上的能量在主开关管关断期间被意外释放而导致谐振周期发生的变化。
7.根据权利要求6所述的有源钳位反激变换器的钳位控制方法，其特征在于：所述开关单元，为正向串联在钳位电容与钳位开关管之间的低压开关管，在同一开关周期内，所述低压开关管比钳位开关管先开通，所述低压开关管比钳位开关管后关断。
技术总结