本发明涉及开关电源技术领域，尤其涉及一种开关电源及其控制电路和控制方法。
背景技术：
随着电源不断朝着小体积的方向发展，能节省光耦和可控精密稳压源tl431的原边反馈技术被广泛应用在小功率方案中。目前已扩展到大功率应用中，反激式开关电源为避免电流应力，提高变压器效率，多采用连续工作模式(continuouscurrentmode、ccm)下的电流反馈控制。但是工作在ccm模式时，利用原边反馈很难得到输出电压的精确信息和较高的恒压精度。因此需要优化原边反馈反激式开关电源在ccm模式下的采样策略和反馈控制方式，提高恒压精度。
目前比较主流的ccm恒压策略是采用ccm模式中间歇插入电流断续模式(discontinuousconductionmode，dcm)，利用辅助绕组进行采样得到过零比较信号和反映输出电压信息的反馈信号进行模式判断，利用dcm模式下的拐点电压(knee-pointvoltage)信息对ccm模式下的参考电压(表示恒压基准值)进行调整补偿，实现ccm模式下的恒压输出。
然而，在ccm模式中通过间隙插入dcm模式的方式得到拐点电压，对其进行分析，得到其与参考电压的误差限，再采用查表的方式，进行参考电压调整和pi参数调整，这在实际运用中存在缺点如下：
1、ccm模式插入dcm模式虽然可以实现恒压输出，但在两种模式切换时容易影响输出的稳定性，引起输出有较大纹波，从而导致ccm模式和dcm模式切换时输出电压陡变；
2、查表的方式调节速度慢，精度不容易保证，调节时间长，无法快速响应负载变化；
3、电路实现较为复杂。
技术实现要素：
本发明的目的在于提供一种开关电源及其控制电路和控制方法，以解决原边反馈的反激式开关电源在ccm和dcm两种模式切换时输出电压陡变的问题。
为了达到上述目的，本发明提供了一种开关电源的控制方法，所述开关电源包括变压器及功率开关管，所述变压器包括原边绕组、副边绕组及辅助绕组，所述原边绕组和所述功率开关管串联，包括：
对所述辅助绕组上的电压进行采样获得反馈信号；
对原边电流进行采样获得原边采样信号；以及，
根据所述反馈信号和所述原边采样信号计算得到表征输出电压的特定值。
可选的，至少对所述辅助绕组上的电压进行两次采样以获得至少两个所述反馈信号。
可选的，至少对所述原边电流进行两次采样以获得至少两个所述原边采样信号。
可选的，根据所述反馈信号和所述原边采样信号计算得到表征输出电压的特定值的步骤包括：
根据至少两个所述反馈信号、所述副边绕组的续流时间以及所述反馈信号的采样位置占副边绕组的续流时间的百分比计算得到所述辅助绕组上的电压的下降趋势；
根据至少两个所述原边采样信号、所述副边绕组的续流时间以及所述原边采样信号的采样位置占所述功率开关管的开通时间的百分比计算得到所述副边绕组续流结束到副边电流减小到零的时间；以及，
根据任一所述反馈信号、所述辅助绕组上的电压的下降趋势、所述副边绕组的续流时间、所述副边绕组续流结束到副边电流减小到零的时间计算得到表征输出电压的特定值。
可选的，所述辅助绕组上的电压的下降趋势为所述辅助绕组上的电压的下降斜率。
可选的，对所述辅助绕组上的电压进行两次采样以获得两个反馈信号，利用如下公式计算出所述辅助绕组上的电压的下降斜率s：
其中，vsensea、vsenseb分别为两个所述反馈信号，td为所述副边绕组的续流时间，a、b分别为vsensea、vsenseb的采样位置占所述副边绕组的续流时间td的百分比。
可选的，对所述原边电流进行两次采样以获得两个所述原边采样信号，利用如下公式计算出所述副边绕组续流结束到副边电流减小到零的时间td0：
其中，vcsc、vcsd分别为两个所述原边采样信号，c、d分别为vcsc、vcsd的采样位置占所述功率开关管的开通时间的百分比。
可选的，利用如下公式计算出表征输出电压的特定值vknee：
vknee＝n·[vsensea s·{(1-a)·td td0}]；
或者，vknee＝n·[vsensea s·{(1-a)·td td0}]-vfa；
其中，n为所述反馈信号和所述副边绕组上的电压的比例，vfa为vsensea对应的采样位置处的副边的整流二极管的正向压降。
可选的，根据所述反馈信号和所述原边采样信号计算得到表征输出电压的特定值的步骤包括：
利用至少两个所述反馈信号、至少两个所述原边采样信号、所述反馈信号的采样位置占副边绕组的续流时间的百分比以及所述原边采样信号的采样位置占所述功率开关管的开通时间的百分比表征出所述副边绕组的续流时间与所述副边绕组续流结束到副边电流减小到零的时间的比例关系，并利用至少两个所述反馈信号及至少两个所述原边采样信号计算得到表征输出电压的特定值。
可选的，利用如下公式计算出表征输出电压的特定值vknee：
或者，
其中，vsensea、vsenseb分别为两个所述反馈信号，vcsc、vcsd分别为两个所述原边采样信号，a、b分别为vsensea、vsenseb的采样位置占所述副边绕组的续流时间td的百分比，c、d分别为vcsc、vcsd的采样位置占所述功率开关管的开通时间的百分比，n为所述反馈信号和所述副边绕组上的电压的比例，vfa为vsensea对应的采样位置处的副边的整流二极管的正向压降。
可选的，根据所述反馈信号和所述原边采样信号计算得到表征输出电压的特定值的步骤包括：
对两个所述反馈信号进行差分运算得到第一差值电压；
对两个所述原边采样信号进行差分运算得到第二差值电压；
将两个所述原边采样信号分别缩放第一设定倍数和第二设定倍数后进行加法运算得到累加电压；
根据所述累加电压、所述第一差值电压及所述第二差值电压获取中间电流；以及，
根据所述中间电流计算出表征输出电压的特定值。
可选的，所述第一设定倍数m1及所述第二设定倍数m2满足如下关系：
可选的，根据所述累加电压、所述第一差值电压及所述第二差值电压获取所述中间电流的步骤包括：
将所述第一差值电压、第二差值电压及累加电压转换为对应的电流；
将所述第一差值电压、第二差值电压及累加电压对应的电流分别进行对数转换得到第一对数电压、第二对数电压和第三对数电压；
将所述第一对数电压与所述第三对数电压进行加法运算后再与所述第二对数电压进行减法运算得到中间电压；以及，
将所述中间电压转换为电流以得到所述中间电流。
可选的，根据所述中间电流计算出表征输出电压的特定值的步骤包括：
利用所述中间电流对任一所述反馈信号或对一基准电压进行电压调整以得到表征输出电压的特定值。
可选的，根据任一所述反馈信号与所述中间电流在一第一电阻上形成的压降之差得到拐点电压；
或根据基准电压与所述中间电流在一第一电阻上形成的压降之和得到所述表征拐点电压的参考电压。
可选的，利用所述中间电流对任一所述反馈信号或对一基准电压进行电压调整时，还根据所述累加电压对应的电流计算出表征流经所述整流二极管的电流的补偿电流，根据所述补偿电流得到所述整流二极管的正向压降，以补偿所述整流二极管的正向压降。
可选的，根据所述反馈信号和所述原边采样信号计算得到表征输出电压的特定值之后，还包括：
根据表征输出电压的特定值产生驱动信号，以控制所述功率开关管的导通与关断。
可选的，根据表征输出电压的特定值产生驱动信号的步骤包括：
对表征输出电压的特定值进行误差放大以得到控制信号；
根据所述控制信号计算当前周期需要的占空比并输出对应所述占空比的pwm信号；以及，
增强所述pwm信号以产生控制所述功率开关管的驱动信号。
可选的，对表征输出电压的特定值进行误差放大以得到控制信号的步骤包括：
对所述拐点电压和所述基准电压之间的误差进行放大得到所述控制信号或对表征拐点电压的参考电压和相应的反馈信号之间的误差进行放大得到所述控制信号。
可选的，表征输出电压的特定值为拐点电压或表征拐点电压的参考电压。
可选的，所述开关电源的控制方法应用于所述开关电源的ccm模式和/或dcm模式中。
可选的，所述开关电源在ccm模式和dcm模式中，采用同一所述表征输出电压的特定值。
本发明还提供了一种开关电源的控制电路，所述开关电源包括变压器及功率开关管，所述变压器包括原边绕组、副边绕组及辅助绕组，所述原边绕组和功率开关管串联连接，包括：
第一采样模块，用于对所述辅助绕组上的电压进行采样获得反馈信号；
第二采样模块，用于对原边电流进行采样获得原边采样信号；以及，
计算模块，用于根据所述反馈信号及所述原边采样信号计算得到表征输出电压的特定值。
可选的，所述第一采样模块包括至少两个采样保持单元，至少两个所述采样保持单元用于分别对所述辅助绕组上的电压进行采样以获得至少两个反馈信号。
可选的，所述第一采样模块的采样保持单元包括采样点控制器、采样开关及保持电容，所述采样点控制器的第一端以及所述采样开关的第一端作为采样输入端，所述采样输入端用于获取所述辅助绕组上的电压，所述采样点控制器的第二端与所述采样开关的控制端连接，控制所述采样开关在相应的采样位置闭合以对所述辅助绕组上的电压进行采样，所述采样开关的第二端与所述保持电容的第一端连接，作为采样输出端输出所述反馈信号，所述保持电容的第二端接地。
可选的，所述第二采样模块包括至少两个采样保持单元，至少两个所述采样保持单元用于分别对所述原边电流进行采样以获得至少两个所述原边采样信号。
可选的，所述第二采样模块的采样保持单元包括采样点控制器、采样开关及保持电容，所述采样开关的第一端作为采样输入端，所述采样输入端获取所述原边电流，所述采样点控制器的第一端接收所述功率开关管的驱动信号，所述采样点控制器的第二端与所述采样开关的控制端连接，控制所述采样开关在相应的采样位置闭合以对所述原边电流进行采样，所述采样开关的第二端与所述保持电容的第一端连接，作为采样输出端输出所述原边采样信号，所述保持电容的第二端接地。
可选的，所述第一采样模块包括两个采样保持单元，用于对所述辅助绕组上的电压进行两次采样以获得两个反馈信号；所述第二采样模块包括两个采样保持单元，用于对所述原边电流进行两次采样以获得两个所述原边采样信号。
可选的，所述第一采样模块的两个采样保持单元在所述副边绕组的续流时间内的第一采样位置及第二采样位置对所述辅助绕组上的电压进行采样；所述第二采样模块的采样保持单元在所述功率开关管的开通时间内的第三采样位置及第四采样位置对所述原边电流进行采样。
可选的，所述计算模块包括：
第一差分模块，用于对两个所述反馈信号进行差分运算得到第一差值电压；
第二差分模块，用于对两个所述原边采样信号进行差分运算得到第二差值电压；
缩放累加模块，用于将两个所述原边采样信号分别缩放第一设定倍数和第二设定倍数后进行加法运算得到累加电压；
除法器模块，用于根据所述累加电压、所述第一差值电压及所述第二差值电压获取中间电流；以及，
电压调整模块，用于根据所述中间电流得到表征输出电压的特定值。
可选的，所述第一设定倍数m1及所述第二设定倍数m2满足如下关系：
其中，a、b分别为两个所述反馈信号的采样位置占所述副边绕组的续流时间的百分比，c、d分别为两个所述原边采样信号的采样位置占所述功率开关管的开通时间的百分比。
可选的，所述第一差分模块、第二差分模块及缩放累加模块还分别将所述第一差值电压、第二差值电压及累加电压转换为对应的电流。
可选的，所述除法器模块包括：
电流转对数电压单元，用于将所述第一差值电压、第二差值电压及累加电压对应的电流分别进行对数转换得到第一对数电压、第二对数电压和第三对数电压；
加法器单元，用于将所述第一对数电压与所述第三对数电压进行加法运算后再与所述第二对数电压进行减法运算得到中间电压；以及，
对数电压转电流模块，用于将所述中间电压转换为电流以得到所述中间电流。
可选的，所述电压调整模块利用所述中间电流对任一所述反馈信号或对一基准电压进行电压调整以得到表征输出电压的特定值。
可选的，所述电压调整模块包括第一放大器和第一电阻，所述第一放大器的正向输入端用于输入所述反馈信号，所述第一放大器的反向输入端连接其输出端并与所述第一电阻的一端连接，所述第一电阻的另一端输出所述拐点电压，所述中间电流从所述第一电阻的另一端流出。
可选的，所述电压调整模块包括第一放大器和第一电阻，所述第一放大器的正向输入端用于输入所述基准电压，所述第一放大器的反向输入端连接其输出端并与所述第一电阻的一端连接，所述第一电阻的另一端输出表征拐点电压的参考电压，所述中间电流流入所述第一电阻的另一端。
可选的，所述副边绕组的输出端串联有一整流二极管，所述计算模块还包括：
电压补偿模块，用于根据所述累加电压对应的电流计算出补偿电流并输入所述电压调整模块中进行电压调整，以补偿所述整流二极管的正向压降。
可选的，所述电压补偿模块包括二极管、第三放大器、第四电阻及电流镜单元，所述二极管阳极与所述第三放大器的正向输入端连接，接收所述累加电压对应的电流，所述二极管的阴极接原边地，所述累加电压对应的电流与流过所述整流二极管上的电流等效，所述第三放大器的反向输入端和输出端分别连接所述电流镜单元，所述第四电阻连接在所述第三放大器的输出端和原边地之间，所述第三放大器将所述累加电压对应的电流流过所述二极管产生的正向压降转换为电流，所述电流镜单元对所述二极管产生的正向压降转换成的电流进行镜像比例调整，并向所述电压调整模块的输出端提供所述补偿电流。
可选的，还包括：
恒压控制模块，用于根据表征输出电压的特定值产生驱动信号，控制所述功率开关管的导通与关断。
可选的，所述恒压控制模块包括：
误差放大单元，用于对表征输出电压的特定值进行误差放大以得到控制信号；
pwm单元，用于根据所述控制信号计算当前周期需要的占空比并输出对应所述占空比的pwm信号；以及，
驱动单元，用于增强所述pwm信号以产生控制所述功率开关管的驱动信号。
可选的，所述误差放大单元包括第二放大器、第二电阻、第三电阻，所述第二电阻的一端与所述第二放大器的反向输入端连接，另一端用于输入拐点电压，所述第二放大器的正向输入端输入所述基准电压，所述第三电阻的一端连接所述第二放大器的反向输入端，另一端连接所述第二放大器的输出端，输出所述控制信号。
可选的，所述误差放大单元包括第二放大器、第二电阻、第三电阻，所述第二电阻的一端与所述第二放大器的反向输入端连接，另一端用于输入所述反馈信号，所述第二放大器的正向输入端接收所述表征拐点电压的参考电压，所述第三电阻的一端连接所述第二放大器的反向输入端，另一端连接所述第二放大器的输出端，输出所述控制信号。
可选的，表征输出电压的特定值为拐点电压或表征拐点电压的参考电压。
本发明还提供了一种开关电源，包括变压器、功率开关管、电流采样单元、电压采样单元及所述的开关电源的控制电路，所述变压器包括原边绕组、副边绕组及辅助绕组，所述原边绕组和所述功率开关管串联；
所述原边绕组的第一端用于接收输入信号，第二端耦接至所述功率开关管的第一端，所述功率开关管的第二端经由所述电流采样单元后耦接原边地，所述副边绕组的第一端耦接副边地，所述副边绕组的第一端和第二端与负载的两端连接，所述辅助绕组的第一端耦接原边地，所述电压采样单元并联在所述辅助绕组的第一端和第二端；以及，
所述开关电源的控制电路的第一采样模块耦接至所述电压采样单元以获取反馈信号，所述开关电源的控制电路的第二采样模块耦接至所述电流采样单元以获取原边采样信号，所述开关电源的控制电路的输出端耦接至所述功率开关管的控制端。
可选的，所述原边绕组的第一端及第二端中的一者为异名端，另一者为同名端。
可选的，还包括续流元件，所述续流元件的正极耦接至所述副边绕组的第二端，所述副边绕组的第一端和所述续流元件的负极分别与所述负载的两端连接。
可选的，所述辅助绕组的第一端为异名端，第二端为同名端。
可选的，所述续流元件为整流二极管或同步整流管。
可选的，还包括：
整流桥，对输入的交流信号进行整流以得到直流信号；以及，
滤波电容，并联连接在所述整流桥的输出端并对所述直流信号进行滤波以得到所述输入信号。
可选的，所述开关电源具有ccm模式及dcm模式。
在本发明提供的开关电源及其控制电路和控制方法中，通过对辅助绕组上的电压以及原边电流的进行采样得到反馈信号及原边采样信号，然后计算得到表征输出电压的特定值，利用表征输出电压的特定值即可计算出控制功率开关管的通断的驱动信号的占空比。本发明中的开关电源工作在dcm模式和ccm模式下的采样策略相同，可得到相同的特定值，避免了ccm和dcm模式切换时输出电压陡变的问题；并且通过反馈信号及原边采样信号计算得到特定值，无需采用复杂的pi调节或查表，调节速度快、精度高，可快速响应负载变化，电路实现也较为简单。
附图说明
图1a为本发明实施例提供的开关电源的主拓扑结构的电路图；
图1b为本发明实施例提供的开关电源在ccm工作模式下的反馈信号及原边采样信号的波形示意图；
图2为本发明实施例提供的开关电源的控制电路的电路图；
图3为本发明实施例提供的第一差分模块的电路图；
图4为本发明实施例提供的电流转对数电压单元的电路图；
图5为本发明实施例提供的加法器单元及对数电压转电流单元的电路图；
图6a为本发明实施例提供的电压调整模块的电路图；
图6b为本发明实施例提供的误差放大单元的电路图；
图7a为本发明实施例提供的另一电压调整模块的电路图；
图7b为本发明实施例提供的另一误差放大单元的电路图；
图8为本发明实施例提供的电压补偿模块的电路图；
图9为本发明实施例提供的开关电源的控制方法的流程图；
其中，附图标记为：
110-第一采样保持单元；120-第二采样保持单元；210-第三采样保持单元；220-第四采样保持单元；
111、121、211、221-采样点控制器；
130-第一差分模块；230-缩放累加模块；240-第二差分模块；
300-除法器模块；310-电流转对数电压单元；320-加法器单元；330-对数电压转电流模块；
400-电压调整模块；
500-恒压控制模块；510-误差放大单元；510-pwm单元；520-驱动单元。
600-电压补偿模块。
具体实施方式
图1a是一种开关电源的主拓扑结构。如图1a所示，开关电源主要包括整流桥h、滤波电容c1、钳位电路rcd、变压器t、功率开关管q0、电流采样电阻rcs、整流二级管dvf、输出电容co以及控制电路。变压器t包括原边绕组(匝数为np)、副边绕组(匝数为ns)及辅助绕组(匝数为na)。原边绕组的异名端用于接收输入信号，同名端耦接至所述功率开关管q0的一端(漏端)，功率开关管q0的另一端(源端)与电流采样电阻rcs的第一端连接，电流采样电阻rcs的第二端耦接原边地；副边绕组的异名端耦接副边地，同名端耦接整流二级管dvf的正极，整流二级管dvf的负极与输出电容co的第一端连接，输出电容co的第二端耦接副边地，输出电容co的两端耦接负载(未示出)；辅助绕组的异名端耦接原边地，同名端顺次耦接两个分压电阻rup、rdown后耦接原边地。
其中，整流桥h的输入端接收交流信号ac，交流信号ac经整流桥h整流后，再经滤波电容c1滤波，得到直流输入信号，直流输入信号经过钳位电路rcd后输入至变压器t的原边绕组，钳位电路rcd用于抑制功率开关管q0关断瞬间的电流过冲。当功率开关管q0导通时，整流二极管dvf处于截止状态，从而在原边绕组中储存能量；功率开关管q0关断后，整流二极管dvf导通，从而副边绕组输出能量到输出端，经过整流二极管dvf的整流以及输出电容co的滤波后，作为输出电压vo输出。通过控制功率开关管q0周期性地导通和关断以相应地控制开关电源的输出电压vo。
对分压电阻rup、rdown之间的节点上的电压进行采样获得反馈信号ⅴsense，该反馈信号ⅴsense可用于表征输出电压vo。对电流采样电阻rcs两端的电压进行采样获得表征原边电流的原边采样信号vcs。
控制电路利用反馈信号ⅴsense可以计算当前周期需要的占空比，并输出相应占空比的驱动信号drive控制功率开关管q0的通断，最终实现输出电压vo的调制，可见，对辅助绕组上的电压进行采样的精度直接影响到输出电压vo的精度。
请继续参考图1a，反馈信号ⅴsense理论上可由下式计算得到：
或者，当整流二极管dvf被替换为同步整流管时，反馈信号ⅴsense理论上可由下式计算得到：
其中，vf是整流二极管dvf的正向压降，is是副边电流，rcesr是输出电容co的寄生电阻，rsec是副边绕组的等效电阻，rsron是同步整流管的导通电阻。
当开关电源工作在dcm模式下，副边电流is降为零时对副边绕组上的电压进行采样获得反馈信号ⅴsense，此时整流二极管dvf的正向压降vf为零，反馈信号ⅴsense即是输出电压vo。而当开关电源工作在ccm模式下，副边电流is不会降到零，整流二极管dvf的正向压降vf也不会为零，此时，反馈信号ⅴsense等于输出电压vo叠加整流二极管dvf的正向压降vf、输出电容co的寄生电阻rcesr和副边绕组的等效电阻rsec上的电压降。可见，在ccm和dcm两种工作模式下反馈信号ⅴsense不完全一致，这将直接导致两种模式在切换时输出电压vo具有较大的纹波，进而导致ccm和dcm模式切换时输出电压vo发生陡变。
当整流二极管dvf的正向压降vf为零时，即副边电流is为0时，输出电压vo与反馈信号ⅴsense是线性正比例关系，此点的电压被称作拐点电压或膝电压(knee-pointvoltage)，此处副边损耗最小。当开关电源工作在dcm模式下时，拐点电压可直接采样得到，但当开关电源工作在ccm模式下，拐点电压无法直接采样得到。
图1b为开关电源在ccm工作模式下的反馈信号vsense及原边采样信号vcs的波形示意图。如图1b所示，在任意两个采样位置对原边电流进行采样，得到的原边采样信号vcsc、vcsd满足下式：
其中，ipc、ipd分别为两个采样位置的原边电流，c和d分别为vcsc、vcsd的采样位置占功率开关管q0的开通时间ton的百分比，例如，ton＝10μs，当c＝1/2时，表明在5μs处对原边电流进行采样。
当功率开关管q0开启时的原边电流ip0和功率开关管q0关断时原边电流ipmax满足下式：
根据变压器t的原边电流和副边电流的传输特性可以获得副边退磁起始电流isecmax(即副边绕组开始续流时的电流)和副边退磁终点电流isec1(即副边绕组续流结束时的电流)的关系为：
其中，td为副边绕组的续流时间(亦称退磁时间)，td0为副边绕组续流结束到副边电流减小到零的时间，即由副边退磁终点电流isec1下降到isec0的时间，isec0＝0。
可见，虽然td0无法通过计算得到，但是可以利用原边采样信号vcsc、vcsd表征副边绕组的续流时间td与副边绕组续流结束到副边电流减小到零的时间td0的比例关系。
接着，在任意两个采样位置对辅助绕组上的电压进行采样得到两个反馈信号vsensea、vsenseb，由于两个反馈信号vsensea和vsenseb是固定时间间隔的采样，则辅助绕组上的电压的下降斜率s为：
其中，a和b分别为vsensea、vsenseb的采样位置占副边绕组的续流时间td的百分比，例如，td＝50μs，当c＝1/5时，表明在10μs处对原边电流进行采样。
辅助绕组上的电压的下降斜率s可以用于表征辅助绕组上的电压的下降趋势，由辅助绕组上的电压的下降斜率s即可计算出拐点电压vknee为：
vknee＝n·[vsensea s·{(1-a)·td td0}]-vfa(9)
将整流二极管dvf替换为同步整流管时，拐点电压vknee为：
vknee＝n·[vsensea s·{(1-a)·td td0}](10)
其中，vfa为vsensea对应的采样位置处的整流二极管dvf的正向压降，n是所述反馈信号vsense和副边绕组上的电压的比例，可由下式获得：
其中，由于通过公式(7)可以利用原边采样信号vcsc、vcsd表征续流时间td和副边绕组续流结束到副边电流减小到零的时间td0的比例关系，公式(9)和(10)可转换为：
为了便于计算，将公式(12)～(13)中的
由上式可知，根据原边采样信号vcsc、vcsd利用公式(7)计算出副边绕组续流结束到副边电流减小到零的时间td0，然后根据反馈信号vsensea、vsenseb及副边绕组的续流时间td利用公式(8)可计算出辅助绕组上的电压的下降斜率s，最后根据反馈信号vsensea(或vsenseb)、辅助绕组上的电压的下降斜率s、副边绕组的续流时间td及副边绕组续流结束到副边电流减小到零的时间td0利用公式(9)/公式(10)即可计算出拐点电压vknee。
进一步，可利用反馈信号vsensea、vsenseb、原边采样信号vcsc、vcsd表征副边绕组的续流时间td及副边绕组续流结束到副边电流减小到零的时间td0，并通过公式(12)/公式(13)计算得到拐点电压vknee。
将拐点电压vknee作为用于调节控制功率开关管q0通断的驱动信号drive的占空比的反馈电压，可实现在ccm和dcm两种模式下的反馈电压相同，从而保证在两种模式切换的时候输出电压vo不发生突变。
应理解，当d＝1、c＝1/2、a＝1/2、b＝2/3时，m1＝0，m2＝3，如此，可以分别在功率开关管q0的开通时间ton的1/2处及结束点处(d＝1)对原边电流进行采样，得到原边采样信号vcsmax、vcs1/2，以及分别在副边绕组的续流时间td的1/2处及2/3处对辅助绕组上的电压进行采样，得到反馈信号vsense1/2、vsense2/3，可以简化计算。
当然，作为可选实施例，d、c可以是功率开关管q0的开通时间ton内的任意位置，a、b可以是副边绕组的续流时间td内的任意位置，m1和m2可以是其他数值，此处不再一一举例说明。
下面将结合示意图对本发明的具体实施方式进行更详细的描述。根据下列描述，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。
图9为本实施例提供的开关电源的控制方法的流程图。结合图1a及图9所示，所述开关电源包括变压器t及功率开关管q0，所述变压器t包括原边绕组、副边绕组及辅助绕组，所述开关电源的控制方法包括：
步骤s1：对辅助绕组上的电压进行采样获得反馈信号；
步骤s2：对原边电流进行采样获得原边采样信号；以及，
步骤s3：根据反馈信号和原边采样信号计算得到表征输出电压的特定值。
本实施例中，辅助绕组上的电压的下降趋势为辅助绕组上的电压的下降斜率s，表征输出电压的特定值为拐点电压或表征拐点电压的参考电压，本实施例将以表征输出电压的特定值为拐点电压vknee为例进行说明。
具体而言，首先执行步骤s1，至少对辅助绕组上的电压进行两次采样以获得至少两个反馈信号，本实施例中，对辅助绕组上的电压进行两次采样以获得两个反馈信号vsensea、vsenseb，但不应以此为限，还可以对辅助绕组上的电压进行三次、四次或五次采样等。
执行步骤s2，至少对原边电流进行两次采样以获得至少两个原边采样信号，本实施例中，对原边电流进行两次采样以获得两个原边采样信号vcsc、vcsd，但不应以此为限，还可以对原边电流进行三次、四次或五次采样等。
执行步骤s3，包括执行如下步骤：
s311：根据两个反馈信号vsensea、vsenseb、副边绕组的续流时间td及反馈信号vsensea、vsenseb的采样位置占副边绕组的续流时间td的百分比a、b利用公式(8)计算得到辅助绕组上的电压的下降斜率s。
s312：根据两个原边采样信号vcsc、vcsd、副边绕组的续流时间td及原边采样信号vcsc、vcsd的采样位置占所述功率开关管q0的开通时间ton的百分比c、d利用公式(7)计算得到副边绕组续流结束到副边电流减小到零的时间td0。
s313：根据任一反馈信号vsensea/vsenseb、辅助绕组上的电压的下降斜率s、副边绕组的续流时间td、副边绕组续流结束到副边电流减小到零的时间td0利用公式(9)/公式(10)计算出拐点电压vknee。
执行步骤s3，还可以执行如下步骤：
步骤s321：利用两个反馈信号vsensea、vsenseb及两个原边采样信号vcsc、vcsd表征出副边绕组的续流时间td以及副边绕组续流结束到副边电流减小到零的时间td0的比例关系，并根据两个反馈信号vsensea、vsenseb及两个原边采样信号vcsc、vcsd利用根据公式(12)/公式(13)计算出拐点电压vknee。
执行步骤s321包括执行如下步骤：
s3211：对两个反馈信号vsensea、vsenseb进行差分运算得到第一差值电压；
s3212：对两个原边采样信号vcsc、vcsd进行差分运算得到第二差值电压；
s3213：将两个原边采样信号分别缩放第一设定倍数和第二设定倍数后进行加法运算得到累加电压；
s3214：根据累加电压、第一差值电压及第二差值电压获取中间电流；
s3215：根据中间电流计算出拐点电压vknee。
根据公式(12)～公式(13)可知，此处的第一设定倍数即为m1，第二设定倍数即为m2。
执行步骤s3214时，包括执行如下步骤：
s3214a：将第一差值电压、第二差值电压及累加电压转换为对应的电流；
s3214b：将第一差值电压、第二差值电压及累加电压对应的电流分别进行对数转换得到第一对数电压、第二对数电压和第三对数电压；
s3214c：将第一对数电压与第三对数电压进行加法运算后再与第二对数电压进行减法运算得到中间电压；
s3214d：将中间电压转换为电流以得到中间电流。
执行步骤s3215时，包括执行如下步骤：
利用中间电流对任一反馈信号vsensea/vsenseb进行电压调整以得到拐点电压vknee，或利用中间电流对一基准电压进行电压调整以得到表征拐点电压vknee的参考电压。
具体而言，根据反馈信号vsensea/vsenseb与中间电流在一第一电阻上形成的压降之差得到拐点电压；根据基准电压与中间电流在一第一电阻上形成的压降之和得到所述表征拐点电压的参考电压。
进一步地，利用所述中间电流对任一所述反馈信号或对一基准电压进行电压调整时，还可以还根据累加电压对应的电流计算出表征流经整流二极管dvf的电流的补偿电流，根据补偿电流得到整流二极管dvf的正向压降，以补偿整流二极管dvf的正向压降vfa。
接下来，执行步骤s4，在获取拐点电压vknee或表征拐点电压vknee的参考电压之后根据拐点电压vknee或参考电压产生驱动信号，以控制功率开关管q0的导通与关断。
执行步骤s4时，包括执行如下步骤：
步骤s41：对表征输出电压的特定值进行误差放大以得到控制信号；
步骤s42：根据控制信号计算当前周期需要的占空比并输出对应所占空比的pwm信号；以及，
步骤s43：增强pwm信号以产生控制功率开关管的驱动信号。
在执行步骤s41时，对拐点电压和基准电压之间的误差进行放大得到控制信号或对表征拐点电压的参考电压和相应的反馈信号之间的误差进行放大得到控制信号。
当本实施例中的开关电源的控制方法应用于如图1a所示的开关电源的ccm模式和/或dcm模式中时，在ccm模式和dcm模式中，采用同一表征输出电压的特定值，避免了切换ccm和dcm模式时输出电压陡变的问题，并且通过反馈信号及原边采样信号计算得到同一表征输出电压的特定值，无需采用复杂的pi调节或查表，调节速度快、精度高，可快速响应负载变化，电路实现也较为简单。
为了实现步骤s321及步骤s4，本实施例提供了一种开关电源的控制电路。图2为本实施提供的开关电源的控制电路。如图2所示，所述开关电源的控制电路可用于控制功率开关管q0的通断，从而实现开关电源的恒压输出。结合图2所示，开关电源的控制电路包括第一采样模块、第二采样模块、计算模块及恒压控制模块500。
请继续参阅图2，第一采样模块包括第一采样保持单元110及第二采样保持单元120。第一采样保持单元110用于获取辅助绕组上的电压并计算出副边绕组的续流时间td，然后在副边绕组的续流时间td内选择第一采样位置进行采样以获取第一反馈信号vsensea。第二采样保持单元120用于获取辅助绕组上的电压并计算出副边绕组的续流时间td，然后在副边绕组的续流时间td内选择第二采样位置进行采样以获取第二反馈信号vsenseb。
本实施例中，选取副边绕组的续流时间td的1/2位置处为第一采样位置进行采样，得到第一反馈信号vsense1/2，选取副边绕组的续流时间td的2/3处为第二采样位置进行采样，得到第二反馈信号vsense2/3。当然，本发明中的第一采样位置和第二采样位置不限于为副边绕组的续流时间td的1/2处和2/3处，还可以是副边绕组的续流时间td的其他位置，例如是1/5处和3/5处、1/4处和2/3处或1/2处和3/4处等，此处不再一一举例说明。
本实施例中，第一采样位置和第二采样位置分别占副边绕组的续流时间td的百分比为1/2和2/3，也即，a＝1/2，b＝2/3。
请继续参阅图2，第二采样模块包括第三采样保持单元210及第四采样保持单元220。第三采样保持单元210用于获取功率开关管q0的驱动信号drive，然后根据驱动信号drive计算出功率开关管q0的开通时间ton，并在开通时间ton内的第三采样位置处对原边电流进行采样以获取第一原边采样信号vcsc。第四采样保持单元220用于获取功率开关管q0的驱动信号drive，然后根据驱动信号drive计算出功率开关管q0的开通时间ton，并在功率开关管q0的开通时间ton内的第四采样位置处对原边电流进行采样以获取第二原边采样信号vcsd。
应理解，驱动信号drive通常是控制功率开关管q0通断的方波信号，当驱动信号drive为高电平时，功率开关管q0开通，此时原边电流逐渐增加；当驱动信号drive为低电平时，功率开关管q0关断，此时原边电流降为0；所以驱动信号drive的高电平对应的时间即为功率开关管q0的开通时间ton，在功率开关管q0的开通时间ton的结束点处进行采样，得到的原边采样信号的值最大。
进一步地，第三采样保持单元210选取功率开关管q0的开通时间ton的1/2处为第三采样位置进行采样，以得到第一原边采样信号vcs1/2；第四采样保持单元220选取功率开关管q0的开通时间ton的结束点处为第四采样位置进行采样，以得到第二原边采样信号vcsmax。当然，本发明中的第三采样位置和第四采样位置不限于为功率开关管q0的开通时间ton的1/2处及结束点处，还可以是功率开关管q0的开通时间ton的其他位置，例如是1/5处、3/5处、1/4处、2/3处或3/4处等，此处不再一一举例说明。
本实施例中，第三采样位置和第四采样位置分别占td的百分比为1/2和1，也即，c＝1/2，d＝1。
请继续参阅图2，本实施例中，第一采样保持单元110、第二采样保持单元120、第三采样保持单元210及第四采样保持单元220的结构相同，均包括采样点控制器、采样开关及保持电容。具体而言，第一采样保持单元110包括采样点控制器111、采样开关k11及保持电容c11；第二采样保持单元120包括采样点控制器121、采样开关k12及保持电容c12；第三采样保持单元210包括采样点控制器211、采样开关k21及保持电容c21；第四采样保持单元220包括采样点控制器221、采样开关k22及保持电容c22。
以第一采样保持单元110为例，采样点控制器111的第一端以及采样开关k11的第一端作为采样输入端，采样输入端与分压电阻rup和rdown中间节点连接，以获取辅助绕组上的电压，采样点控制器111的第二端与采样开关k11的控制端连接，采样开关k11的第二端与保持电容c11的第一端连接，作为采样输出端输出反馈信号，保持电容c11的第二端接地。采样点控制器111获取辅助绕组上的电压之后，并对辅助绕组上的电压进行过零比较得到副边绕组的续流时间td，然后在副边绕组的续流时间td的1/2处控制采样开关k11闭合以对辅助绕组上的电压进行采样，保持电容c11将采样得到的第一反馈信号vsense1/2保持下来并输出。与第一采样保持单元110相同，第二采样保持单元120的采样点控制器121在副边绕组的续流时间td的2/3处控制采样开关k12开启以进行采样，保持电容c12将采样得到的第二反馈信号vsense2/3保持下来并输出。
应理解，与第一采样保持单元110的工作方式相似，第三采样保持单元210和第四采样保持单元220的采样点控制器211、采样点控制器221连接至功率开关管q0的控制端，驱动信号drive输入至采样点控制器211和采样点控制器221，采样开关k21和采样开关k22的第一端连接至功率开关管q0与电流采样电阻rcs的中间节点，采样开关k21的第二端连接保持电容c21的第一端作为采样输出端输出原边采样信号，采样开关k22的第二端连接保持电容c22的第一端，作为采样输出端输出原边采样信号，保持电容c21的第二端接地，保持电容c22的第二端接地。采样点控制器211和采样点控制器221分别在功率开关管q0的开通时间ton的1/2处及结束点处控制采样开关k21和采样开关k22闭合以对原边电流进行采样，保持电容c21和保持电容c22分别将采样得到的第一原边采样信号vcs1/2和第二原边采样信号vcsmax保持下来并输出。
进一步地，所述计算模块包括第一差分模块130、第二差分模块240、缩放累加模块230、除法器模块300、电压调整模块400及电压补偿模块600。
第一差分模块130的输入端与第一采样保持单元110的采样输出端及第二采样保持单元120的采样输出端连接，用于对第一反馈信号vsense1/2和第二反馈信号vsense2/3进行差分运算得到第一差值电压△vsense，也即，△vsense＝vsense1/2-vsense2/3。第一差分模块130还将第一差值电压△vsense转换为第一差值电流i(△vsense)输出，以便于后续的计算。
图3为本实施例中的第一差分模块130的电路图。如图3所示，第一差分模块130包括p型场效应晶体管m1、m2、n型场效应晶体管m3、m4、m5、恒流源e1、e2、e3、e4以及电阻rv。其中，恒流源e1、e2的一端连接后与电源连接，恒流源e1、e2的另一端分别与节点d1、d2连接，电阻rv的两端分别连接d1、d2，恒流源e1、e2构成偏置电流。p型场效应晶体管m1、m2的一端分别与节点d1、d2连接，另一端分别与节点d3、d4连接，控制端分别用于输入需要进行差分运算的电压(例如p型场效应晶体管m2的控制端输入第一反馈信号vsense1/2，p型场效应晶体管m1的控制端输入第二反馈信号vsense2/3)，p型场效应晶体管m1、m2构成差分对。恒流源e3、e4的一端分别与节点d3、d4连接，另一端均接地，恒流源e3、e4构成偏置电流。n型场效应晶体管m4、m5的一端分别连接节点d1、d2，另一端均接地，控制端分别与节点d3、d4连接，n型场效应晶体管m4、m5作为泄放电流通路。n型场效应晶体管m3的一端接地，另一端作为第一差分模块130的输出端，控制端与节点d4连接。恒流源e1、e2、e3的电流相等。
当第一反馈信号vsense1/2和第二反馈信号vsense2/3分别接入p型场效应晶体管m2、m1的控制端时，电压差vsense1/2-vsense2/3在电阻rv上形成电流，电阻rv上的电流通过n型场效应晶体管m3泄放电流通路后镜像输出，输出电流io1为与第一差值电压△vsense对应的第一差值电流i(△vsense)：
可见，第一差分模块130将第一反馈信号vsense1/2和第二反馈信号vsense2/3进行差分运算，并将差分运算的结果转换为电流输出。
第二差分模块240的输入端与第三采样保持单元210的采样输出端及第四采样保持单元220的采样输出端连接，用于对第一原边采样信号vcs1/2和第二原边采样信号vcsmax进行差分运算得到第二差值电压△vcs，也即，△vcs＝vcsmax-vcs1/2。第二差分模块240还将第二差值电压△vcs转换为第二差值电流i(△vcs)输出，以便于后续的计算。
缩放累加模块230用于将第二原边采样信号vcsmax扩大第一设定倍数m1，将第一原边采样信号vcs1/2扩大第二设定倍数m2，并将扩大第一设定倍数m1的第二原边采样信号vcsmax与扩大第二设定倍数m2的第一原边采样信号vcs1/2进行加法运算得到累加电压，也即累加电压等于m1·vcsmax m2·vcs1/2。
本实施例中，由于a＝1/2、b＝2/3、d＝1、c＝1/2，m1＝0，m2＝3，累加电压等于3·vcs1/2。也即，本实施例中，缩放累加模块230的输入端可以仅与第三采样保持单元210的采样输出端连接，以将第一原边采样信号vcs1/2扩大3倍后得到累加电压，再将累加电压转换为累加电流i(addvcs)输出，便于后续的计算。
本实施例中，令a＝1/2、b＝2/3、d＝1、c＝1/2时，可以简化缩放累加模块230的计算，也即，合理选择第一采样位置、第二采样位置、第三采样位置和第四采样位置可以简化缩放累加模块230的计算量。但应理解，本发明不限于a＝1/2、b＝2/3、d＝1、c＝1/2，m1不限于等于零，缩放累加模块230仍可以根据需要将扩大第一设定倍数m1的第二原边采样信号vcsmax与扩大第二设定倍数m2的第一原边采样信号vcs1/2进行加法运算得到累加电压，此处不再过多叙述。
本实施例中的缩放累加模块230及第二差分模块240均可采用图3中的电路实现，区别仅在于：
在图3中的p型场效应晶体管m1、m2的控制端分别输入第一原边采样信号vcs1/2及第二原边采样信号vcsmax时，输出电流io2即为第二差值电压△vcs对应的第二差值电流i(△vcs)：
在图3中的p型场效应晶体管m2的控制端输入第一原边采样信号vcs1/2，p型场效应晶体管m1的控制端接地(电压为0)，然后控制p型场效应晶体管m3、m4的数量之比为3:1，则输出电流值io3即为第一原边采样信号vcs1/2扩大3倍后对应的累加电流i(addvcs)：
应理解，第一差分模块130、缩放累加模块230及第二差分模块240不限于采用图3的电路实现，还可以采用其他的电路实现，这里不再一一举例说明。
请继续参阅图2，除法器模块300用于将累加电流i(addvcs)与第一差值电流i(△vsense)进行乘法运算后再与第二差值电流i(△vcs)进行除法运算。由于电流的乘法运算及除法运算难以直接通过电路实现，本实施例中，将累加电流i(addvcs)、第一差值电流i(△vsense)及第二差值电流i(△vcs)转为对数电压再进行运算，从而可以将电流的乘法运算及除法运算转换为对数电压的加法运算和减法运算。
具体的，除法器模块300包括顺次连接的电流转对数电压单元310、加法器单元320及对数电压转电流单元330。
电流转对数电压单元310的输入端与第一差分模块130、缩放累加模块230及第二差分模块240均连接，用于将第一差值电流i(△vsense)、第二差值电流i(△vcs)及累加电流i(addvcs)分别转为第一对数电压vbe1、第二对数电压vbe2和第三对数电压vbe3。
图4为本实施例中的电流转对数电压单元310的电路图。如图4所示，电流转对数电压单元310包括npn双极结型晶体管q1、q2、q3，npn双极结型晶体管q1、q2、q3各自的基级和集电极相连，npn双极结型晶体管q1、q2、q3的发射极相连后接地，npn双极结型晶体管q1、q2、q3的基极分别作为电流转对数电压单元310的输出端，用于输出第一对数电压vbe1、第二对数电压vbe2和第三对数电压vbe3。
将第一差值电流i(△vsense)、第二差值电流i(△vcs)及累加电流i(addvcs)转换为灌电流后，分别输入至npn双极结型晶体管q1、q2、q3的集电极，npn双极结型晶体管q1、q2、q3的发射结电压(即基极与发射极的结电压)为：
其中，vt是热电压，ic是npn双极结型晶体管的集电极电流，is是npn双极结型晶体管的饱和电流。
根据公式(17)可得：
npn双极结型晶体管q1的基极与发射极的结电压vbe1为：
npn双极结型晶体管q2的基极与发射极的结电压vbe2为：
npn双极结型晶体管q3的基极与发射极的结电压vbe3为：
如此，可将第一差值电流i(△vsense)、第二差值电流i(△vcs)和累加电流i(addvcs)转换为第一对数电压vbe1、第二对数电压vbe2和第三对数电压vbe3，之后再对第一对数电压vbe1、第二对数电压vbe2和第三对数电压vbe3进行加减运算即可。
进一步地，加法器单元320的输入端与电流转对数电压单元310的输出端连接，用于将第一对数电压vbe1与第三对数电压vbe3进行加法运算后再与第二对数电压vbe2作减法运算得到中间电压vbeo。对数电压转电流单元330的输入端与加法器单元320的输出端连接，用于将加法器单元320的输出结果(中间电压vbeo)转为中间电流ifb。
图5为本实施例中的加法器单元320及对数电压转电流单元330的电路图。如图5所示，加法器单元320包括放大器ea1及电阻ra1、ra2、ra3、rf，本实施例中，电阻rf、ra1、ra2、ra3的电阻值相等。电阻ra1的一端连接至放大器ea1的负输入端，电阻ra2和电阻ra3的一端分别连接至放大器ea1的正输入端，电阻rf的一端连接放大器ea1的输出端，另一端连接放大器ea1的负输入端，从而形成负反馈。第一对数值vbe1和第三对数值vbe3通过电阻ra2、ra3加到放大器ea1的正输入端，第二对数值vbe2通过电阻ra1加到放大器ea1的负输入端，由放大器ea1正端和负端“虚短”和“虚断”原理可以获得放大器ea1的输出端输出的电压，即中间电压vbeo为：
vbeo＝vbe1 vbe3-vbe2(21)
由公式(18)、(19)和(20)可得：
请继续参阅图5，对数电压转电流单元330包括三极管q4，三极管q4的基极与放大器ea1的输出端连接，发射极接地，放大器ea1的输出端输出的中间电压vbeo输入至三极管q4的基极，根据公式(22)可得，流经三极管q4的中间电流ifb为：
可见，除法器模块300输出的中间电流ifb即为公式(12)/公式(13)中
进一步地，电压调整模块400根据除法器模块300输出的中间电流ifb对第一反馈信号vsense1/2或第二反馈信号vsense2/3进行电压调整以得到拐点电压vknee。接下来，将以根据除法器模块300输出的中间电流ifb对第一反馈信号vsense1/2进行电压调整得到拐点电压为例进行说明。
图6a为本实施例中的电压调整模块400的电路图。如图6a所示，电压调整模块400包括第一放大器及第一电阻，具体而言，所述第一放大器为高增益放大器ea2，所述第一电阻为电阻rb1，此外，所述电压调整模块400还包括第一节点k1及第二节点k2，高增益放大器ea2的负输入端与输出端连接，电阻rb1一端与高增益放大器ea2的输出端连接，另一端与第一节点k1连接，第二节点k2与第一节点k1连接。本实施例中，电阻rb1与电阻rv的电阻值相等，中间电流ifb从第一节点k1流出，补偿电流ifd从第二节点k2流出，第二节点k2作为电压调整模块400的输出端。将第一反馈信号vsense1/2输入至高增益放大器ea2的正输入端。高增益放大器ea2作为电压跟随器，高增益放大器ea2输出的电压叠减中间电流ifb在电阻rb1上形成的压降以及对整流二极管dvf的补偿电流ifd在电阻rb1上形成的压降根据公式(23)可得，电压调整模块400输出的电压vfb为：
应理解，ifd·rb1可近似与整流二极管dvf的正向压降vf1/2相等，用于补偿整流二极管dvf的正向压降vf1/2。
当然，当将整流二极管dvf替换为同步整流管时，高增益放大器ea2的输出结果经过电阻rb1后可以只叠减除法器模块300输出的中间电流ifb在电阻rb1上形成的压降，第一节点k1作为电压调整模块400的输出端，此时，电压调整模块400输出的电压vfb为：
对比公式(12)与公式(22)以及对比公式(13)与公式(23)可得，电压调整模块400输出的电压vfb可用于表征拐点电压vknee，这里认为电压调整模块400输出的电压vfb即为拐点电压vknee。
进一步地，所述恒压控制模块500包括误差放大单元510、pwm单元520及驱动单元530。
误差放大单元510将拐点电压vknee或表征拐点电压vknee的参考电压进行误差放大以得到控制信号cv。
图6b为本实施例中的误差放大单元510的电路图。如图6b所示，误差放大单元510包括第二放大器、第二电阻及第三电阻，其中，第二放大器为高增益放大器ea3，第二电阻及第三电阻分别为电阻rd1及电阻rd2，高增益放大器ea3的正输入端用于输入一基准电压vref，负输入端连接电阻rd1的一端，电阻rd1的另一端接收电压调整模块400输出的电压vfb，电阻rd2的两端分别连接高增益放大器ea3的输出端及负输入端从而形成反馈。
电压调整模块400输出的电压vfb(即拐点电压vknee)通过电阻rd1输入至高增益放大器ea3的负输入端，对拐点电压vknee及基准电压vref之差进行误差放大，得到控制信号cv。
作为可选实施例中，图7a为本实施例中的另一电压调整模块400的电路图。如图7a所示，与图6a不同的是，将基准电压vref输入至高增益放大器ea2的正输入端，中间电流ifb与补偿电流ifd分别流入第一节点k1及第二节点k2。如此一来，高增益放大器ea2的输出电压叠加除法器模块300输出的中间电流ifb在电阻rb1上形成的压降以及对整流二极管dvf的补偿电流ifd在电阻rb1上形成的压降，从而得到电压调整模块400输出的参考电压vrf。此时，电压调整模块400输出的表征拐点电压的参考电压vrf为：
当然，当将整流二极管dvf替换为同步整流管时，高增益放大器ea2的输出结果经过电阻rb1后可以只叠加除法器模块300输出的中间电流ifb在电阻rb1上形成的压降，此时，电压调整模块400输出的参考电压vrf为：
图7b为本实施例中的另一误差放大单元510的电路图。如图7b所示，与图6b不同的是，高增益放大器ea3的正输入端输入电压调整模块400输出的参考电压vrf，第一反馈信号vsense1/2通过电阻rd1输入高增益放大器ea3的负输入端，对第一反馈信号vsense1/2与参考电压vrf之差进行误差放大，得到控制信号cv。
进一步地，本实施例中的原边反馈控制的反激式开关电源的控制电路中的电压补偿模块600用于产生对整流二极管dvf的压降进行补偿的补偿电流ifd。
图8为本实施例中的电压补偿模块600的电路图，如图8所示，电压补偿模块600包括二极管、第三放大器、第四电阻及电流镜单元，其中，二极管为二极管dv，第三放大器为高增益放大器ea4，第四电阻为电阻rc，电流镜单元由n型场效应晶体管m6、m7、m8、p型场效应晶体管m9、m10构成，本实施例中，电阻rc、电阻rv及电阻rb1的值均相等。其中二极管dv的正端与高增益放大器ea4的正输入端连接，负端连接原边地；高增益放大器ea4的输出端与n型场效应晶体管m6的控制端连接，负输入端与n型场效应晶体管m6与电阻rc的中间节点连接，电阻rc的一端与n型场效应晶体管m6一端连接，电阻rc的另一端接地。n型场效应晶体管m7、m8构成电流镜单元中的一个电流镜，p型场效应晶体管m9、m10构成电流镜单元中的另一个电流镜。n型场效应晶体管m6的另一端与p型场效应晶体管m9、m10构成的电流镜的第一电流输出端连接，p型场效应晶体管m9、m10构成的电流镜的第二电流输出端与n型场效应晶体管m7、m8构成的电流镜的第一电流输入端连接，n型场效应晶体管m7、m8构成的电流镜的第二电流输入端产生补偿电流ifd。
将累加电流i(addvcs)设计为与整流二极管dvf上的电流等效的电流，二极管dv看作整流二极管dvf，累加电流i(addvcs)流入二极管dv产生与整流二极管dvf同向变化的电压信号vbed(将vbed等效为整流二极管dvf上的正向压降)，电压信号vbed通过高增益放大器ea4和电阻rc转化为电流，该电流通过电流镜单元镜像比例调整后，可以获得补偿电流ifd如下式：
其中，k是n型场效应晶体管m7、m8构成的电流镜的镜像比例，可以根据变压器t的副边绕组和辅助绕组的匝比进行调整。
可以理解的是，虽然二极管dv与整流二极管dvf的各项参数无法完全相同，但是利用二极管dv计算出的补偿电流ifd可以将整流二极管dvf的正向压降补偿80％以上，从而提高了调整的精度。
在本实施例中电阻rv、电阻rb1及电阻rc的阻值相同，电阻rf、电阻ra1、电阻ra2以及电阻ra3的组织相同，但本发明不限于此，各电阻的阻值可以不相同，可根据需要设置。
进一步地，请继续参考图2，pwm单元520可以根据控制信号cv计算当前周期需要的占空比，并输出对应占空比的pwm信号。驱动单元530用于增强pwm信号，根据pwm信号产生驱动信号drive，并将驱动信号drive输入至功率开关管q0的控制端，驱动单元530可以提高pwm信号的驱动能力，增强后的pwm信号(即驱动信号drive)可以更好的驱动功率开关管q0。
请继续参阅图2，本实施例还提供了一种开关电源，包括整流桥h、滤波电容c1、变压器t、功率开关管q0、电流采样单元、电压采样单元及开关电源的控制电路，变压器t包括原边绕组、副边绕组及辅助绕组。
其中，原边绕组的第一端用于接收输入信号，第二端耦接至功率开关管的第一端，功率开关管的第二端经由电流采样单元后耦接原边地，副边绕组的第一端耦接副边地，副边绕组的第一端和第二端与负载的两端连接，辅助绕组的第一端耦接原边地，电压采样单元并联在辅助绕组的第一端和第二端；
第一采样模块耦接至电压采样单元以获取反馈信号ⅴsense，第二采样模块耦接至电流采样单元以获取原边采样信号vcs，开关电源的控制电路的输出端耦接至功率开关管q0的控制端。
本实施例中，电压采样单元包括两个分压电阻rup、rdown，第一采样模块耦接至分压电阻rup、rdown之间的节点；电流采样单元包括电流采样电阻rcs，第二采样模块耦接至功率开关管q0与电流采样电阻rcs之间的节点。
进一步地，原边绕组的第一端及第二端中的一者为异名端，另一者为同名端。本实施例中，原边绕组的第一端为异名端，第二端为同名端，开关电源为反激式开关电源，但不应以此为限。
进一步地，开关电源还包括续流元件，续流元件的正极耦接至副边绕组的第二端，负极与输出电容co的第一端耦接，输出电容co的第二端接副边地，负载并联在输出电容co的两端，本实施例中，辅助绕组的第一端为异名端，第二端为同名端。
本实施例中，续流元件为整流二极管dvf，作为可选实施例，整流二极管dvf也可替换为同步整流管等其他续流元件。
作为可选实施例，电流采样电阻rcs还可以替换为其它电流采样单元，两个分压电阻rup、rdown还可以替换为其他电压采样单元。此处不再一一举例说明。
综上，在本发明提供的开关电源及其控制电路和控制方法中，通过对辅助绕组上的电压以及原边电流的进行采样得到反馈信号及原边采样信号，然后计算得到表征输出电压的特定值，利用表征输出电压的特定值即可计算出控制功率开关管的通断的驱动信号的占空比。本发明中的开关电源工作在dcm模式和ccm模式下的采样策略相同，可得到相同的特定值，避免了ccm和dcm模式切换时输出电压陡变的问题；并且通过反馈信号及原边采样信号计算得到特定值，无需采用复杂的pi调节或查表，调节速度快、精度高，可快速响应负载变化，电路实现也较为简单。
上述仅为本发明的优选实施例而已，并不对本发明起到任何限制作用。任何所属技术领域的技术人员，在不脱离本发明的技术方案的范围内，对本发明揭露的技术方案和技术内容做任何形式的等同替换或修改等变动，均属未脱离本发明的技术方案的内容，仍属于本发明的保护范围之内。
1.一种开关电源的控制方法，所述开关电源包括变压器及功率开关管，所述变压器包括原边绕组、副边绕组及辅助绕组，所述原边绕组和所述功率开关管串联，其特征在于，包括：
对所述辅助绕组上的电压进行采样获得反馈信号；
对原边电流进行采样获得原边采样信号；以及，
根据所述反馈信号和所述原边采样信号计算得到表征输出电压的特定值。
2.如权利要求1所述的开关电源的控制方法，其特征在于，至少对所述辅助绕组上的电压进行两次采样以获得至少两个所述反馈信号。
3.如权利要求2所述的开关电源的控制方法，其特征在于，至少对所述原边电流进行两次采样以获得至少两个所述原边采样信号。
4.如权利要求3所述的开关电源的控制方法，其特征在于，根据所述反馈信号和所述原边采样信号计算得到表征输出电压的特定值的步骤包括：
根据至少两个所述反馈信号、所述副边绕组的续流时间以及所述反馈信号的采样位置占副边绕组的续流时间的百分比计算得到所述辅助绕组上的电压的下降趋势；
根据至少两个所述原边采样信号、所述副边绕组的续流时间以及所述原边采样信号的采样位置占所述功率开关管的开通时间的百分比计算得到所述副边绕组续流结束到副边电流减小到零的时间；以及，
根据任一所述反馈信号、所述辅助绕组上的电压的下降趋势、所述副边绕组的续流时间、所述副边绕组续流结束到副边电流减小到零的时间计算得到表征输出电压的特定值。
5.如权利要求4所述的开关电源的控制方法，其特征在于，所述辅助绕组上的电压的下降趋势为所述辅助绕组上的电压的下降斜率。
6.如权利要求5所述的开关电源的控制方法，其特征在于，对所述辅助绕组上的电压进行两次采样以获得两个反馈信号，利用如下公式计算出所述辅助绕组上的电压的下降斜率s：
其中，vsensea、vsenseb分别为两个所述反馈信号，td为所述副边绕组的续流时间，a、b分别为vsensea、vsenseb的采样位置占所述副边绕组的续流时间td的百分比。
7.如权利要求6所述的开关电源的控制方法，其特征在于，对所述原边电流进行两次采样以获得两个所述原边采样信号，利用如下公式计算出所述副边绕组续流结束到副边电流减小到零的时间td0：
其中，vcsc、vcsd分别为两个所述原边采样信号，c、d分别为vcsc、vcsd的采样位置占所述功率开关管的开通时间的百分比。
8.如权利要求7所述的开关电源的控制方法，其特征在于，利用如下公式计算出表征输出电压的特定值vknee：
vknee＝n·[vsensea s·{(1-a)·td td0}]；
或者，vknee＝n·[vsensea s·{(1-a)·td td0}]-vfa；
其中，n为所述反馈信号和所述副边绕组上的电压的比例，vfa为vsensea对应的采样位置处的副边的整流二极管的正向压降。
9.如权利要求3所述的开关电源的控制方法，其特征在于，根据所述反馈信号和所述原边采样信号计算得到表征输出电压的特定值的步骤包括：
利用至少两个所述反馈信号、至少两个所述原边采样信号、所述反馈信号的采样位置占副边绕组的续流时间的百分比以及所述原边采样信号的采样位置占所述功率开关管的开通时间的百分比表征出所述副边绕组的续流时间与所述副边绕组续流结束到副边电流减小到零的时间的比例关系，并利用至少两个所述反馈信号及至少两个所述原边采样信号计算得到表征输出电压的特定值。
10.如权利要求9所述的开关电源的控制方法，其特征在于，利用如下公式计算出表征输出电压的特定值vknee：
或者，
其中，vsensea、vsenseb分别为两个所述反馈信号，vcsc、vcsd分别为两个所述原边采样信号，a、b分别为vsensea、vsenseb的采样位置占所述副边绕组的续流时间td的百分比，c、d分别为vcsc、vcsd的采样位置占所述功率开关管的开通时间的百分比，n为所述反馈信号和所述副边绕组上的电压的比例，vfa为vsensea对应的采样位置处的副边的整流二极管的正向压降。
11.如权利要求10所述的开关电源的控制方法，其特征在于，根据所述反馈信号和所述原边采样信号计算得到表征输出电压的特定值的步骤包括：
对两个所述反馈信号进行差分运算得到第一差值电压；
对两个所述原边采样信号进行差分运算得到第二差值电压；
将两个所述原边采样信号分别缩放第一设定倍数和第二设定倍数后进行加法运算得到累加电压；
根据所述累加电压、所述第一差值电压及所述第二差值电压获取中间电流；以及，
根据所述中间电流计算出表征输出电压的特定值。
12.如权利要求11所述的开关电源的控制方法，其特征在于，所述第一设定倍数m1及所述第二设定倍数m2满足如下关系：
13.如权利要求11所述的开关电源的控制方法，其特征在于，根据所述累加电压、所述第一差值电压及所述第二差值电压获取所述中间电流的步骤包括：
将所述第一差值电压、第二差值电压及累加电压转换为对应的电流；
将所述第一差值电压、第二差值电压及累加电压对应的电流分别进行对数转换得到第一对数电压、第二对数电压和第三对数电压；
将所述第一对数电压与所述第三对数电压进行加法运算后再与所述第二对数电压进行减法运算得到中间电压；以及，
将所述中间电压转换为电流以得到所述中间电流。
14.如权利要求13所述的开关电源的控制方法，其特征在于，根据所述中间电流计算出表征输出电压的特定值的步骤包括：
利用所述中间电流对任一所述反馈信号或对一基准电压进行电压调整以得到表征输出电压的特定值。
15.如权利要求14所述的开关电源的控制方法，其特征在于，利用所述中间电流对任一所述反馈信号或对一基准电压进行电压调整的步骤包括：
根据任一所述反馈信号与所述中间电流在一第一电阻上形成的压降之差得到拐点电压；
或者，根据所述基准电压与所述中间电流在一第一电阻上形成的压降之和得到所述表征拐点电压的参考电压。
16.如权利要求15所述的开关电源的控制方法，其特征在于，利用所述中间电流对任一所述反馈信号或对一基准电压进行电压调整时，还根据所述累加电压对应的电流计算出表征流经所述整流二极管的电流的补偿电流，根据所述补偿电流得到所述整流二极管的正向压降，以补偿所述整流二极管的正向压降。
17.如权利要求15所述的开关电源的控制方法，其特征在于，根据所述反馈信号和所述原边采样信号计算得到表征输出电压的特定值之后，还包括：
根据表征输出电压的特定值产生驱动信号，以控制所述功率开关管的导通与关断。
18.如权利要求17所述的开关电源的控制方法，其特征在于，根据表征输出电压的特定值产生驱动信号的步骤包括：
对表征输出电压的特定值进行误差放大以得到控制信号；
根据所述控制信号计算当前周期需要的占空比并输出对应所述占空比的pwm信号；以及，
增强所述pwm信号以产生控制所述功率开关管的驱动信号。
19.如权利要求18所述的开关电源的控制方法，其特征在于，对表征输出电压的特定值进行误差放大以得到控制信号的步骤包括：
对所述拐点电压和所述基准电压之间的误差进行放大得到所述控制信号或对表征拐点电压的参考电压和相应的反馈信号之间的误差进行放大得到所述控制信号。
20.如权利要求1-19中任一项所述的开关电源的控制方法，其特征在于，表征输出电压的特定值为拐点电压或表征拐点电压的参考电压。
21.如权利要求1-19中任一项所述的开关电源的控制方法，其特征在于，所述开关电源的控制方法应用于所述开关电源的ccm模式和/或dcm模式中。
22.如权利要求1-19中任一项所述的开关电源的控制方法，其特征在于，所述开关电源在ccm模式和dcm模式中，采用同一所述表征输出电压的特定值。
23.一种开关电源的控制电路，所述开关电源包括变压器及功率开关管，所述变压器包括原边绕组、副边绕组及辅助绕组，所述原边绕组和功率开关管串联连接，其特征在于，包括：
第一采样模块，用于对所述辅助绕组上的电压进行采样获得反馈信号；
第二采样模块，用于对原边电流进行采样获得原边采样信号；以及，
计算模块，用于根据所述反馈信号及所述原边采样信号计算得到表征输出电压的特定值。
24.如权利要求23所述开关电源的控制电路，其特征在于，所述第一采样模块包括至少两个采样保持单元，至少两个所述采样保持单元用于分别对所述辅助绕组上的电压进行采样以获得至少两个反馈信号。
25.如权利要求24所述开关电源的控制电路，其特征在于，所述第一采样模块的采样保持单元包括采样点控制器、采样开关及保持电容，所述采样点控制器的第一端以及所述采样开关的第一端作为采样输入端，所述采样输入端用于获取所述辅助绕组上的电压，所述采样点控制器的第二端与所述采样开关的控制端连接，控制所述采样开关在相应的采样位置闭合以对所述辅助绕组上的电压进行采样，所述采样开关的第二端与所述保持电容的第一端连接，作为采样输出端输出所述反馈信号，所述保持电容的第二端接地。
26.如权利要求24所述开关电源的控制电路，其特征在于，所述第二采样模块包括至少两个采样保持单元，至少两个所述采样保持单元用于分别对所述原边电流进行采样以获得至少两个所述原边采样信号。
27.如权利要求26所述开关电源的控制电路，其特征在于，所述第二采样模块的采样保持单元包括采样点控制器、采样开关及保持电容，所述采样开关的第一端作为采样输入端，所述采样输入端获取所述原边电流，所述采样点控制器的第一端接收所述功率开关管的驱动信号，所述采样点控制器的第二端与所述采样开关的控制端连接，控制所述采样开关在相应的采样位置闭合以对所述原边电流进行采样，所述采样开关的第二端与所述保持电容的第一端连接，作为采样输出端输出所述原边采样信号，所述保持电容的第二端接地。
28.如权利要求26所述开关电源的控制电路，其特征在于，所述第一采样模块包括两个采样保持单元，用于对所述辅助绕组上的电压进行两次采样以获得两个反馈信号；所述第二采样模块包括两个采样保持单元，用于对所述原边电流进行两次采样以获得两个所述原边采样信号。
29.如权利要求28所述开关电源的控制电路，其特征在于，所述第一采样模块的两个采样保持单元在所述副边绕组的续流时间内的第一采样位置及第二采样位置对所述辅助绕组上的电压进行采样；所述第二采样模块的采样保持单元在所述功率开关管的开通时间内的第三采样位置及第四采样位置对所述原边电流进行采样。
30.如权利要求28所述开关电源的控制电路，其特征在于，所述计算模块包括：
第一差分模块，用于对两个所述反馈信号进行差分运算得到第一差值电压；
第二差分模块，用于对两个所述原边采样信号进行差分运算得到第二差值电压；
缩放累加模块，用于将两个所述原边采样信号分别缩放第一设定倍数和第二设定倍数后进行加法运算得到累加电压；
除法器模块，用于根据所述累加电压、所述第一差值电压及所述第二差值电压获取中间电流；以及，
电压调整模块，用于根据所述中间电流得到表征输出电压的特定值。
31.如权利要求30所述开关电源的控制电路，其特征在于，所述第一设定倍数m1及所述第二设定倍数m2满足如下关系：
其中，a、b分别为两个所述反馈信号的采样位置占所述副边绕组的续流时间的百分比，c、d分别为两个所述原边采样信号的采样位置占所述功率开关管的开通时间的百分比。
32.如权利要求30所述开关电源的控制电路，其特征在于，所述第一差分模块、第二差分模块及缩放累加模块还分别将所述第一差值电压、第二差值电压及累加电压转换为对应的电流。
33.如权利要求32所述开关电源的控制电路，其特征在于，所述除法器模块包括：
电流转对数电压单元，用于将所述第一差值电压、第二差值电压及累加电压对应的电流分别进行对数转换得到第一对数电压、第二对数电压和第三对数电压；
加法器单元，用于将所述第一对数电压与所述第三对数电压进行加法运算后再与所述第二对数电压进行减法运算得到中间电压；以及，
对数电压转电流模块，用于将所述中间电压转换为电流以得到所述中间电流。
34.如权利要求33所述开关电源的控制电路，其特征在于，所述电压调整模块利用所述中间电流对任一所述反馈信号或对一基准电压进行电压调整以得到表征输出电压的特定值。
35.如权利要求34所述开关电源的控制电路，其特征在于，所述电压调整模块包括第一放大器和第一电阻，所述第一放大器的正向输入端用于输入所述反馈信号，所述第一放大器的反向输入端连接其输出端并与所述第一电阻的一端连接，所述第一电阻的另一端输出所述拐点电压，所述中间电流从所述第一电阻的另一端流出。
36.如权利要求34所述开关电源的控制电路，其特征在于，所述电压调整模块包括第一放大器和第一电阻，所述第一放大器的正向输入端用于输入所述基准电压，所述第一放大器的反向输入端连接其输出端并与所述第一电阻的一端连接，所述第一电阻的另一端输出表征拐点电压的参考电压，所述中间电流流入所述第一电阻的另一端。
37.如权利要求35或36所述开关电源的控制电路，其特征在于，所述副边绕组的输出端串联有一整流二极管，所述计算模块还包括：
电压补偿模块，用于根据所述累加电压对应的电流计算出补偿电流并输入所述电压调整模块中进行电压调整，以补偿所述整流二极管的正向压降。
38.如权利要求37所述开关电源的控制电路，其特征在于，所述电压补偿模块包括二极管、第三放大器、第四电阻及电流镜单元，所述二极管阳极与所述第三放大器的正向输入端连接，接收所述累加电压对应的电流，所述二极管的阴极接原边地，所述累加电压对应的电流与流过所述整流二极管上的电流等效，所述第三放大器的反向输入端和输出端分别连接所述电流镜单元，所述第四电阻连接在所述第三放大器的输出端和原边地之间，所述第三放大器将所述累加电压对应的电流流过所述二极管产生的正向压降转换为电流，所述电流镜单元对所述二极管产生的正向压降转换成的电流进行镜像比例调整，并向所述电压调整模块的输出端提供所述补偿电流。
39.如权利要求35或36所述开关电源的控制电路，其特征在于，还包括：
恒压控制模块，用于根据表征输出电压的特定值产生驱动信号，控制所述功率开关管的导通与关断。
40.如权利要求39所述开关电源的控制电路，其特征在于，所述恒压控制模块包括：
误差放大单元，用于对表征输出电压的特定值进行误差放大以得到控制信号；
pwm单元，用于根据所述控制信号计算当前周期需要的占空比并输出对应所述占空比的pwm信号；以及，
驱动单元，用于增强所述pwm信号以产生控制所述功率开关管的驱动信号。
41.如权利要求40所述开关电源的控制电路，其特征在于，所述误差放大单元包括第二放大器、第二电阻及第三电阻，所述第二电阻的一端与所述第二放大器的反向输入端连接，另一端用于输入拐点电压，所述第二放大器的正向输入端输入所述基准电压，所述第三电阻的一端连接所述第二放大器的反向输入端，另一端连接所述第二放大器的输出端，输出所述控制信号。
42.如权利要求40所述开关电源的控制电路，其特征在于，所述误差放大单元包括第二放大器、第二电阻、第三电阻，所述第二电阻的一端与所述第二放大器的反向输入端连接，另一端用于输入所述反馈信号，所述第二放大器的正向输入端接收所述表征拐点电压的参考电压，所述第三电阻的一端连接所述第二放大器的反向输入端，另一端连接所述第二放大器的输出端，输出所述控制信号。
43.如权利要求23所述的开关电源的控制方法，其特征在于，表征输出电压的特定值为拐点电压或表征拐点电压的参考电压。
44.一种开关电源，其特征在于，包括变压器、功率开关管、电流采样单元、电压采样单元及如权利要求25-43所述的开关电源的控制电路，所述变压器包括原边绕组、副边绕组及辅助绕组，所述原边绕组和所述功率开关管串联；
所述原边绕组的第一端用于接收输入信号，第二端耦接至所述功率开关管的第一端，所述功率开关管的第二端经由所述电流采样单元后耦接原边地，所述副边绕组的第一端耦接副边地，所述副边绕组的第一端和第二端与负载的两端连接，所述辅助绕组的第一端耦接原边地，所述电压采样单元并联在所述辅助绕组的第一端和第二端；以及，
所述开关电源的控制电路的第一采样模块耦接至所述电压采样单元以获取反馈信号，所述开关电源的控制电路的第二采样模块耦接至所述电流采样单元以获取原边采样信号，所述开关电源的控制电路的输出端耦接至所述功率开关管的控制端。
45.如权利要求44所述的开关电源，其特征在于，所述原边绕组的第一端及第二端中的一者为异名端，另一者为同名端。
46.如权利要求44所述的开关电源，其特征在于，还包括续流元件，所述续流元件的正极耦接至所述副边绕组的第二端，所述副边绕组的第一端和所述续流元件的负极分别与所述负载的两端连接。
47.如权利要求44或46所述的开关电源，其特征在于，所述辅助绕组的第一端为异名端，第二端为同名端。
48.如权利要求47所述的开关电源，其特征在于，所述续流元件为整流二极管或同步整流管。
49.如权利要求44所述的开关电源，其特征在于，还包括：
整流桥，对输入的交流信号进行整流以得到直流信号；以及，
滤波电容，并联连接在所述整流桥的输出端并对所述直流信号进行滤波以得到所述输入信号。
50.如权利要求44所述的开关电源，其特征在于，所述开关电源具有ccm模式及dcm模式。
技术总结