本发明属于电力电子变换器技术领域，特别涉及了不平衡中点位下三相维也纳整流器的控制电路和方法。
背景技术：
三相维也纳整流器凭借其高可靠性、高效率、低电流谐波畸变等优势被广泛应用于航空电源、电动汽车充电等领域。作为一种三电平变换器，中点电位不平衡是其固有问题。中点电位不平衡将导致输入电流畸变，影响电能质量。现有技术文献“w.ding，c.zhang，f.gao，b.duan，andh.qiu，azero-sequencecomponentinjectionmodulationmethodwithcompensationforcurrentharmonicmitigationofaviennarectifier，ieeetransactionsonpowerelectronics，vol.34，no.1，pp.801-814，jan.2019.”和“w.ding，h.qiu，b.duan，x.xing，n.cui，andc.zhang，anovelsegmentedcomponentinjectionschemetominimizetheoscillationofdc-linkvoltageunderbalancedandunbalancedconditionsforviennarectifier，ieeetransactionsonpowerelectronics，vol.34，no.10，pp.9536-9551，oct.2019.”提出了维也纳整流器在中点电位不平衡状态下的调制方案，消除了中点电位不平衡时的电流畸变，但是该方案是一种连续脉宽调制(continuouspulsewidthmodulation，cpwm)，每相开关都在高频动作，带来很高的开关损耗。现有技术文献“m.m.hashempour，m.yang，andt.lee，anadaptivecontrolofdpwmforclamped-three-levelphotovoltaicinverterswithunbalancedneutral-pointvoltage，ieeetransactionsonindustryapplications，vol.54，no.6，pp.6133-6148，nov.-dec.2018.”提出一种适用于t型三电平双向ac/dc变换器在中点电位不平衡下的不连续脉宽调制(discontinuouspulsewidthmodulation，dpwm)。该方法在消除交流侧电流畸变的同时减小了1/3的开关次数，因此具有更高的效率。但是由于该调制方案中的调制波存在与交流电流极性相反的区间，不适用于维也纳整流器。因此，有必要研究一种适用于维也纳整流器在中点电位不平衡情况下的dpwm调制方法及其电路。
技术实现要素：
为了解决上述背景技术提到的技术问题，本发明提出了三相维也纳整流器在中点电位不平衡情况下的控制电路及其不连续脉宽调制方法。
为了实现上述技术目的，本发明的技术方案为：
一种三相维也纳整流器的控制电路，所述三相维也纳整流器包括三相交流电源、三相输入滤波电感、第一～第六功率二极管、第一～第六功率开关管、第一直流母线滤波电容和第二直流母线滤波电容，所述6个功率二极管两两连接形成三相桥臂，所述6个功率开关管两两连接形成三相桥臂，所述第一直流母线滤波电容和第二直流母线滤波电容分别连接在直流侧中点的两端；
所述控制电路包括电网电压采样电路、电感电流采样电路、母线电压采样电路、开关管驱动电路和dsp控制单元；所述dsp控制单元包括第一abc/dq变换器、第二abc/dq变换器、锁相器、dq/αβ变换器、dpwm控制器、滞环控制器、母线电压pi调节器、有功电流pi调节器和无功电流pi调节器；电网电压采样电路的三个输入端对应接至三相输入滤波电与三相交流电源的连接处，电网电压采样电路的输出连接第一abc/dq变换器的第一输入端；电感电流采样电路的三个输入端对应接至三相输入滤波电感的三个输出端，电感电流采样电路的输出端连接第二abc/dq变换器的第一输入端；第一abc/dq变换器的输出端连接锁相器的输入端，锁相器的输出端连接第一abc/dq变换器的第二输入端和第二abc/dq变换器的第二输入端；母线电压采样电路的两个输入端分别采集第一直流母线滤波电容和第二直流母线滤波电容的电压并输出，这两路输出信号相加后与母线电压参考值做差，差值输入母线电压pi调节器；母线电压pi调节器的输出信号与第二abc/dq变换器输出的d轴信号做差，差值输入有功电流pi调节器；第二abc/dq变换器输出的q轴信号与参考值0做差，差值输入无功电流pi调节器；dq/αβ变换器的两个输入端分别连接有功电流pi调节器的输入端和无功电流pi调节器的输入端；dq/αβ变换器的输出端连接dpwm控制器的输入端，计算两个母线滤波电容电压的比值udc1/udc2作为中点不平衡度knp输入到dpwm控制器；dpwm控制器的输出端连接开关管驱动电路的输入端，开关管驱动电路的输出端输出第一～第六功率开关管对应的驱动信号。
进一步地，所述三相交流电源按星型接法连接。
进一步地，所述第一～第六功率开关管采用mosfet。
基于上述三相维也纳整流器的控制电路的不连续脉宽调制方法，电网电压采样电路采样得到的三相电网电压usa、usb、usc经过第一abc/dq变换器变换后，得到dq坐标系下的分量usd和usq并送入锁相器，锁相器据此获得电网电压的相位信息θ；电感电流采样电路采样得到的三相电感电流ia、ib、isc经过第二abc/dq变换器变换后，得到三相电感电流的有功分量id和无功分量iq；母线电压采样电路采样得到两个直流母线滤波电容的电压udc1和udc2，udc1与udc2相加的结果与母线电压基准值udc_ref与做差，差值送入母线电压pi调节器，母线电压pi调节器根据输入的信号产生有功电流的参考值id_ref，id_ref与id做差，差值送入有功电流pi调节器，有功电流pi调节器根据输入的信号产生d轴控制分量ud；无功电流的参考值0与无功电流iq做差，差值送入无功电流pi调节器，无功电流pi调节器根据输入的信号产生q轴控制分量uq，dq/αβ变换器将ud和uq变换为αβ坐标系下的控制分量uα和uβ，送入dpwm控制器；计算两个母线滤波电容电压的比值udc1/udc2作为中点不平衡度knp输入到dpwm控制器；在dpwm控制器中建立三电平矢量空间，并根据knp实时修正矢量空间。根据中点电位偏高或偏低，选择不同的扇区划分方式以及矢量作用序列，然后根据矢量合成法则计算各个矢量的作用时间。
进一步地，dpwm控制器根据三相维也纳整流器的25个小矢量建立三电平矢量空间，所述25个小矢量分别为ooo、oon、poo、ppo、pon、ppn、opn、npp、npo、opo、non、opp、npp、noo、opp、nop、nno、nnp、onp、pnp、ono、pno、pop、onn、pnn，其中p表示正电平，n表示负电平，o表示零电平。
进一步地，根据中点电位实时修真矢量空间，优化小扇区划分及矢量序列：当中点电位偏低时，第1小扇区为ooo、onn、oon所包围区域中位于ooo和pon连线之下的部分，第2小扇区为ooo、onn、oon所包围区域中位于ooo和pon连线之上的部分，第3小扇区为oon、onn、poo所包围区域，第4小扇区为oon、poo、pon所包围区域，第5小扇区为pon、poo、pnn所包围区域，第6小扇区为ppn、oon、pon所包围区域中幅角大于30°的部分，第7小扇区为ppn、oon、pon所包围区域中幅角小于30°的部分；当中点电位偏高时，第1小扇区为ooo、ppo、poo所包围区域中位于ooo和pon连线之下的部分，第2小扇区为ooo、ppo、poo所包围区域中位于ooo和pon连线之上的部分，第3小扇区为oon、ppo、poo所包围区域，第4小扇区为oon、poo、pon所包围区域，第5小扇区为pon、poo、pnn所包围区域中幅角小于30°，第6小扇区为ppn、oon、pon所包围区域，第7小扇区为pon、poo、pnn所包围区域中幅角大于30°的部分。
进一步地，每个大扇区的第1，2，3，4，5，6小扇区内的钳位模式以及对应的矢量作用序列如下表所示：
采用上述技术方案带来的有益效果：
本发明可以有效消除中点电位不平衡导致的输入电流畸变，且开关损耗小、变换器效率高。因此本发明设计的调制方法及电路适用于高功率密度、高效率的功率因数校正场合，尤其在三电平变换电路中有广泛的应用前景。
附图说明
图1为本发明的三相维也纳整流器及其控制电路图；
图2为维也纳整流器在不同中点电位情况下的空间矢量图；
图3为第1大扇区中，不同中点电位情况下的扇区划分示意图；
图4为采用本发明调制方法及其电路具体实例的稳态运行实验波形图；
具体实施方式
以下将结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明。
如图1所示为现有的三相维也纳整流器10和本发明设计的控制电路20。
如图1所示，三相维也纳整流器10包括三相交流电源101(usa、usb、usc)；三相输入滤波电感102(la、lb、lc)；第一～第六功率二极管103(d1～d6)；第一～第六功率开关管104(s1～s6)；第一直流母线滤波电容和第二直流母线滤波电容105(cdc1、cdc2)。所述6个功率二极管两两连接形成三相桥臂，所述6个功率开关管两两连接形成三相桥臂，所述第一直流母线滤波电容和第二直流母线滤波电容分别连接在直流侧中点的两端。图中的rl表示负载。在本实施例中，三相交流电源按星型接法连接。第一～第六功率开关管采用mosfet。
如图1所示，控制电路20包括电网电压采样电路201、电感电流采样电路202、母线电压采样电路203、开关管驱动电路204和dsp控制单元205。所述dsp控制单元205包括第一abc/dq变换器206、第二abc/dq变换器207、锁相器208、dq/αβ变换器209、dpwm控制器210、母线电压pi调节器211、有功电流pi调节器213、无功电流pi调节器212。电网电压采样电路的三个输入端对应接至三相输入滤波电与三相交流电源的连接处，电网电压采样电路的输出连接第一abc/dq变换器的第一输入端；电感电流采样电路的三个输入端对应接至三相输入滤波电感的三个输出端，电感电流采样电路的输出端连接第二abc/dq变换器的第一输入端；第一abc/dq变换器的输出端连接锁相器的输入端，锁相器的输出端连接第一abc/dq变换器的第二输入端和第二abc/dq变换器的第二输入端；母线电压采样电路的两个输入端分别采集第一直流母线滤波电容和第二直流母线滤波电容的电压并输出，这两路输出信号相加后与母线电压参考值做差，差值输入母线电压pi调节器；母线电压pi调节器的输出信号与第二abc/dq变换器输出的d轴信号做差，差值输入有功电流pi调节器；第二abc/dq变换器输出的q轴信号与0做差，差值输入无功电流pi调节器；dq/αβ变换器的两个输入端分别连接有功电流pi调节器的输入端和无功电流pi调节器的输入端；dq/αβ变换器的输出端连接dpwm控制器的输入端，计算两个母线滤波电容电压的比值udc1/udc2作为中点不平衡度knp输入到dpwm控制器；dpwm控制器的输出端连接开关管驱动电路的输入端，开关管驱动电路的输出端输出第一～第六功率开关管对应的驱动信号。
本发明还设计了一种不连续脉宽调制方法，电网电压采样电路采样得到的三相电网电压usa、usb、usc经过第一abc/dq变换器变换后，得到dq坐标系下的分量usd和usq并送入锁相器，锁相器据此获得电网电压的相位信息θ；电感电流采样电路采样得到的三相电感电流ia、ib、isc经过第二abc/dq变换器变换后，得到三相电感电流的有功分量id和无功分量iq；母线电压采样电路采样得到两个直流母线滤波电容的电压udc1和udc2，udc1与udc2相加的结果与母线电压基准值udc_ref与做差，差值送入母线电压pi调节器，母线电压pi调节器根据输入的信号产生有功电流的参考值id_ref，id_ref与id做差，差值送入有功电流pi调节器，有功电流pi调节器根据输入的信号产生d轴控制分量ud；无功电流的参考值0与无功电流iq做差，差值送入无功电流pi调节器，无功电流pi调节器根据输入的信号产生q轴控制分量uq，dq/αβ变换器将ud和uq变换为αβ坐标系下的控制分量uα和uβ，送入dpwm控制器。
dpwm控制器首先根据维也纳整流器的25个可行矢量建立三电平矢量空间，根据中点电位不平衡度knp的不同，矢量空间有三种形态，如图2所示。整个矢量空间可分为6个大扇区。本发明中为了保证输入电流无失真，每个大扇区中的小扇区划分方式根据中点电位的不同而实时调整。每种情况下都将一个大扇区划分为7个小扇区，如图所示3。当中点电位偏低时，第1小扇区为ooo、onn、oon所包围区域中位于ooo和pon连线之下的部分，第2小扇区为ooo、onn、oon所包围区域中位于ooo和pon连线之上的部分，第3小扇区为oon、onn、poo所包围区域，第4小扇区为oon、poo、pon所包围区域，第5小扇区为pon、poo、pnn所包围区域，第6小扇区为ppn、oon、pon所包围区域中幅角大于30°的部分，第7小扇区为ppn、oon、pon所包围区域中幅角小于30°的部分；当中点电位偏高时，第1小扇区为ooo、ppo、poo所包围区域中位于ooo和pon连线之下的部分，第2小扇区为ooo、ppo、poo所包围区域中位于ooo和pon连线之上的部分，第3小扇区为oon、ppo、poo所包围区域，第4小扇区为oon、poo、pon所包围区域，第5小扇区为pon、poo、pnn所包围区域中幅角小于30°，第6小扇区为ppn、oon、pon所包围区域，第7小扇区为pon、poo、pnn所包围区域中幅角大于30°的部分。在不同的中点电位情况下，每个小扇区中的开关序列如表1所示
表1
表1可以看出，第1，2小扇区中根据中点电位的不同采用了不同的钳位方式；而第3，4小扇区则由于总是包含输入电流过零点，因而总是使用x(x＝a，b，c)相钳位在o电平的钳位方式，避免产生输入电流过零畸变；第5，6小扇区中总是不包含输入电流过零点，因此总是钳位电流最大相以减小开关损耗。第7小扇区是由中点电位不平衡引起的不可用区域，当参考矢量划过第7小扇区时，没有足够的矢量来合成参考矢量，因此在此区域内变换器不能稳定工作，在设计变换器时应选择适当的调制比，避免参考矢量划过第7小扇区。
实验，维也纳整流器的输入电压为航空电网标准：115v/400hz，输出电压为400v，功率为10kw。图4为满载稳态实验波形，图中udc1和udc2分别为直流母线上下滤波电容电压，uao为a相桥臂电压，ia为a相输入电流。可以看到在三种不同的中点电位情况下，输出电压稳定、a相桥臂电压在特定区域被钳位、输入电流波形正弦度较高、输入电流无失真。
实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。
1.基于三相维也纳整流器的控制电路的不连续脉宽调制方法，所述三相维也纳整流器包括三相交流电源、三相输入滤波电感、第一～第六功率二极管、第一～第六功率开关管、第一直流母线滤波电容和第二直流母线滤波电容，所述6个功率二极管两两连接形成三相桥臂，所述6个功率开关管两两连接形成三相桥臂，所述第一直流母线滤波电容和第二直流母线滤波电容分别连接在直流侧中点的两端；
所述三相维也纳整流器的控制电路包括电网电压采样电路、电感电流采样电路、母线电压采样电路、开关管驱动电路和dsp控制单元；所述dsp控制单元包括第一abc/dq变换器、第二abc/dq变换器、锁相器、dq/αβ变换器、dpwm控制器、滞环控制器、母线电压pi调节器、有功电流pi调节器和无功电流pi调节器；电网电压采样电路的三个输入端对应接至三相输入滤波电容与三相交流电源的连接处，电网电压采样电路的输出连接第一abc/dq变换器的第一输入端；电感电流采样电路的三个输入端对应接至三相输入滤波电感的三个输出端，电感电流采样电路的输出端连接第二abc/dq变换器的第一输入端；第一abc/dq变换器的输出端连接锁相器的输入端，锁相器的输出端连接第一abc/dq变换器的第二输入端和第二abc/dq变换器的第二输入端；母线电压采样电路的两个输入端分别采集第一直流母线滤波电容和第二直流母线滤波电容的电压并输出，这两路输出信号相加后与母线电压参考值做差，差值输入母线电压pi调节器；母线电压pi调节器的输出信号与第二abc/dq变换器输出的d轴信号做差，差值输入有功电流pi调节器；第二abc/dq变换器输出的q轴信号与参考值0做差，差值输入无功电流pi调节器；dq/αβ变换器的两个输入端分别连接有功电流pi调节器的输入端和无功电流pi调节器的输入端；dq/αβ变换器的输出端连接dpwm控制器的输入端，计算两个母线滤波电容电压的比值udc1/udc2作为中点不平衡度knp输入到dpwm控制器，dpwm控制器的输出端连接开关管驱动电路的输入端，开关管驱动电路的输出端输出第一～第六功率开关管对应的驱动信号；
其特征在于：电网电压采样电路采样得到的三相电网电压usa、usb、usc经过第一abc/dq变换器变换后，得到dq坐标系下的分量usd和usq并送入锁相器，锁相器据此获得电网电压的相位信息θ；电感电流采样电路采样得到的三相电感电流ia、ib、isc经过第二abc/dq变换器变换后，得到三相电感电流的有功分量id和无功分量iq；母线电压采样电路采样得到两个直流母线滤波电容的电压udc1和udc2，udc1与udc2相加的结果与母线电压基准值udc_ref与做差，差值送入母线电压pi调节器，母线电压pi调节器根据输入的信号产生有功电流的参考值id_ref，id_ref与id做差，差值送入有功电流pi调节器，有功电流pi调节器根据输入的信号产生d轴控制分量ud；无功电流的参考值0与无功电流iq做差，差值送入无功电流pi调节器，无功电流pi调节器根据输入的信号产生q轴控制分量uq，dq/αβ变换器将ud和uq变换为αβ坐标系下的控制分量uα和uβ，送入dpwm控制器；计算两个母线滤波电容电压的比值udc1/udc2作为中点不平衡度knp输入到dpwm控制器；在dpwm控制器中建立三电平矢量空间，并根据knp实时修正矢量空间，各个矢量得位置，并根据修正后得矢量空间优化小扇区划分及矢量作用序列。将矢量空间划分为6个大扇区，每个大扇区进一步划分为7个小扇区；根据uα和uβ计算出待合成矢量vref所处的大扇区和小扇区；根据所选的矢量，依据矢量合成法则计算出这三个小矢量的作用时间。
2.根据权利要求1所述不连续脉宽调制方法，其特征在于：dpwm控制器根据三相维也纳整流器的25个小矢量建立三电平矢量空间，所述25个小矢量分别为ooo、oon、poo、ppo、pon、ppn、opn、npp、npo、opo、non、opp、npn、noo、oop、nop、nno、nnp、onp、pnp、ono、pno、pop、onn、pnn，其中p表示正电平，n表示负电平，o表示零电平。
3.根据权利要求2所述不连续脉宽调制方法，其特征在于：根据中点电位实时修真矢量空间，优化小扇区划分及矢量序列：当中点电位偏低时，第1小扇区为ooo、onn、oon所包围区域中位于ooo和pon连线之下的部分，第2小扇区为ooo、onn、oon所包围区域中位于ooo和pon连线之上的部分，第3小扇区为oon、onn、poo所包围区域，第4小扇区为oon、poo、pon所包围区域，第5小扇区为pon、poo、pnn所包围区域，第6小扇区为ppn、oon、pon所包围区域中幅角大于30°的部分，第7小扇区为ppn、oon、pon所包围区域中幅角小于30°的部分；当中点电位偏高时，第1小扇区为ooo、ppo、poo所包围区域中位于ooo和pon连线之下的部分，第2小扇区为ooo、ppo、poo所包围区域中位于ooo和pon连线之上的部分，第3小扇区为oon、ppo、poo所包围区域，第4小扇区为oon、poo、pon所包围区域，第5小扇区为pon、poo、pnn所包围区域中幅角小于30°，第6小扇区为ppn、oon、pon所包围区域，第7小扇区为pon、poo、pnn所包围区域中幅角大于30°的部分。
4.根据权利要求2所述不连续脉宽调制方法，其特征在于：
每个大扇区中各个小扇区的钳位模式以及对应的矢量作用序列如上表所示，其中每个大扇区中的第7小扇区为不平衡中点电位带来的不可用区域。
5.根据权利要求1所述不连续脉宽调制方法，其特征在于：所述三相交流电源按星型接法连接。
技术总结