本发明涉及到电力电子领域，具体地说，是一种三相二极管钳位型三电平双输出逆变器的载波pwm调制方法。
背景技术：
逆变器作为一种直接把直流电转换成交流电的转换器，能够给交流负载供电。但它只能把直流电转换成一组三相交流输出，在风力发电系统、电动汽车、轨道机车牵引等需要双交流的领域就显得无能为力，为此有学者提出了两电平双输出逆变器拓扑结构，其只需九个开关就能够实现两组三相交流电输出。然而两电平双输出逆变器已不能满足如今的电力行业中对高压大容量逆变器的需求。因此三电平双输出逆变器被提出。
现阶段对这种拓扑结构的研究很少，因此对其调制方法的研究也很少。尽管空间虚拟矢量调制方法可以实现对双输出逆变器有效的控制，但其调制方法过于复杂。需要判断参考矢量位于哪一个大小扇区，且需要根据扇区确定其开关状态的排列顺序以及各个开关状态的占空比。在其占空比的计算中，存在大量的三角函数计算，公式推导复杂且过程繁琐。
技术实现要素：
本发明的目的是，克服现有技术的不足，提供一种根据开关状态和占空比与载波结合得到各桥臂开关相对应的调制波，将调制波与同一载波作比较得到各桥臂开关的驱动信号，以此实现对电路有效控制的三相二极管钳位型三电平双输出逆变器的载波pwm调制方法，该方法科学合理，适用性强，调制简单，效果佳。
本发明的目的是由以下技术方案来实现的：一种三相二极管钳位型三电平双输出逆变器的载波pwm调制方法，它包括：由20个功率开关器件和12个二极管组成的逆变器，每一相桥臂有6个功率开关sx1～sx6和4个二极管dx7～dx10组成，即x∈{a，b，c})，中点与两个功率开关so1、so2连接,分别控制两组逆变器中点电压o的输出；逆变器的三相桥臂的输出端分别与两组三相负载相连，分别称为逆变器1和逆变器2，能够实现两组三相交流电的输出；其特征是，还包括以下内容：
1)逆变器1、逆变器2在一个开关周期内交替工作，各工作1/2周期；逆变器1处于工作状态时，功率开关sx5、sx6、so1处于导通状态，功率开关so2处于关断状态，控制功率开关sx1～sx4的导通和关断状态，使逆变器1输出三种电压，分别是 ud/2、0、-ud/2；逆变器2处于工作状态时，功率开关sx1、sx2、so2处于导通状态，功率开关so1处于关断状态，控制功率开关sx3～sx6的导通和关断状态，使逆变器2输出三种电压，分别是 ud/2、0、-ud/2；
2)定义不同开关导通情况所对应的开关状态，逆变器1输出的三种电压 ud/2、0、-ud/2分别定义为状态p、o、n，逆变器2输出的三种电压 ud/2、0、-ud/2分别定义为状态p*、o*、n*；
3)分别给出逆变器1、逆变器2的空间矢量图，以虚拟空间矢量调制为基础，将每组逆变器划分为6个大扇区，分别定义为a1～f1，a2～f2，每个大扇区分为5个小扇区，分别定义为a11～f15，a21～f25，并根据新定义的状态标注好各个矢量对应的状态；
4)根据逆变器1、逆变器2虚拟空间矢量图，按式(1)～式(10)分别计算各自工作周期内的占空比，每个大区占空比计算类似，各个小区占空比计算不同；当每组逆变器参考电压矢量位于各个大区第1小区，占空比公式为式(1)、式(6)；当每组逆变器参考电压矢量位于各个大区第2小区，占空比公式为式(2)、式(7)；当每组逆变器参考电压矢量位于各个大区第3小区，占空比公式为式(3)、式(8)；当每组逆变器参考电压矢量位于各个大区第4小区，占空比公式为式(4)、式(9)；当每组逆变器参考电压矢量位于各个大区第5小区，占空比公式为式(5)、式(10)；占空比式(1)～式(10)为：
式(1)～式(10)中，有n∈{1，2，3，4，5，6}，且当n＝6时，令n 1＝1；d11，d12，d13为逆变器1在每个小扇区所对应的三个有效矢量的占空比，d21，d22，d23为逆变器2在每个小扇区所对应的三个有效矢量的占空比；v10、v20分别为逆变器1、逆变器2的零矢量；v1ln、v2ln分别为逆变器1、逆变器2的大矢量；v1sn、v2sn分别为逆变器1、逆变器2的虚拟小矢量，由一个正小矢量和一个负小矢量各占二分之一合成；v1mn、v2mn分别为逆变器1、逆变器2的虚拟中矢量，由两个正小矢量和原中矢量各占三分之一合成；
5)根据载波调制的对称特性，列出一个完整开关周期内双输出逆变器的开关状态排列；在前1/2周期内，逆变器1先工作1/4周期，紧接着逆变器2工作1/4周期；后1/2周期，逆变器2先工作1/4周期，紧接着逆变器1工作1/4周期；
6)根据步骤5)得到的开关状态排列及各个状态对应的作用时间，与载波相结合，计算出相应的调制波；
①当某一相开关状态排列为nooopn*o*o*o*p*时，调制波为式(11)：
②当某一相开关状态排列为oooppo*o*o*p*p*时，调制波为式(12)：
③当某一相开关状态排列为nnooon*n*o*o*o*时，调制波为式(13)：
在式(11)～式(13)中，usx1、usx2、usx5、usx6分别为某一相桥臂的功率开关sx1、sx2、sx5、sx6所对应的调制波，umax1、umid1、umin1和umax2、umid2、umin2如式(14)、式(15)所示：
其中，ua-ref1、ub-ref1、uc-ref1分别为逆变器1三相各自的参考电压，ua-ref2、ub-ref2、uc-ref2分别为逆变器2三相各自的参考电压；
7)根据步骤6)得到调制波为一条与载波横轴平行的直线，将这条直线与载波作比较，在直线与载波的焦点做垂线，这条垂线对应着开关导通与关断的转换时刻，以此得到每相功率开关sx1、sx2、sx5、sx6的驱动信号；
8)每相功率开关sx3、sx4的驱动信号可以通过以下逻辑获得：
9)根据电路的工作原理以及载波调制时各组逆变器的工作情况，确定功率开关so1、so2的导通状态并以脉冲信号直接给出所需的驱动信号；
10)根据步骤1)～步骤9)能够获得双输出逆变器20个功率开关的驱动信号，以此完成载波调制，使电路输出两组三相对称的交流电压。
附图说明
图1为三相二极管钳位型三电平双输出逆变器拓扑结构示意图；
图2为逆变器1电压虚拟空间矢量示意图；
图3为逆变器2电压虚拟空间矢量示意图；
图4为逆变器1参考输出电压位于第2大区时矢量合成示意图；
图5为逆变器2参考输出电压位于第2大区时矢量合成示意图；
图6为两组逆变器参考输出电压矢量均位于第2大区第1小区时一个开关周期内的开关状态排列顺序以及各个状态对应的作用时间示意图；
图7为两组逆变器参考输出电压矢量均位于第2二大区第1小区时以a相为例的载波脉冲宽度调制示意图；
图8为两组逆变器参考输出电压矢量均位于第2大区第1小区时一个开关周期内的各相桥臂的开关状态排列顺序以及所对应的每相桥臂的开关驱动信号示意图；
图9为本发明调制方法下逆变器1三相输出相电流i1；
图10为本发明调制方法下逆变器1输出线电压uab1；
图11为本发明调制方法下逆变器1的调制波usa1；
图12为本发明调制方法下逆变器1的调制波usa2；
图13为本发明调制方法下逆变器2三相输出相电流i2；
图14为本发明调制方法下逆变器2输出线电压uab2；
图15为本发明调制方法下逆变器2的调制波usa5；
图16为本发明调制方法下逆变器2的调制波usa6。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细描述。
本发明的一种三相二极管钳位型三电平双输出逆变器的载波pwm调制方法，很大程度简化了虚拟空间矢量调制方法，并能够实现对电路的有效控制。三电平双输出逆变器的拓扑结构如图1所示。由图可知，三相二极管钳位型三电平双输出逆变器拓扑结构由20个功率开关和12个钳位二极管组成。每一相桥臂由6个功率开关sx1～sx6和4个钳位二极管dx7～dx10组成(文中所提所有x∈{a，b，c})。功率开关so1和so2与中点o相连。双输出逆变器的三相桥臂的输出端分别与两组三相负载相连，可分别称为逆变器1和逆变器2。
将一个开关周期平均分为两部分，两组逆变器在一个开关周期内交替工作，每个逆变器工作1/2周期。当逆变器1工作时，功率开关so1、sx5、sx6处于导通状态，功率开关so2处于关断状态，改变功率开关sx1～sx4的开通关断状态，使逆变器1输出不同的电压， ud/2、0、-ud/2；当逆变器2工作时，功率开关so2、sx1、sx2处于导通状态，功率开关so1处于关断状态，改变功率开关sx3～sx6的开通关断状态，使逆变器2输出不同的电压， ud/2、0、-ud/2。对两组逆变器不同的输出电压分别定义为不同的输出状态。详细结果见表1。
表1逆变器各输出状态与开关状态和输出电压的关系
假设逆变1参考三相输出相电压为
假设逆变2参考三相输出相电压为
式中um1、ωo1分别是逆变器1输出相电压的幅值、输出相电压角频率；um2、ωo2分别是逆变器2输出相电压的幅值、输出相电压角频率，ua-ref1、ub-ref1、uc-ref1分别为逆变器1三相各自的参考电压，ua-ref2、ub-ref2、uc-ref2分别为逆变器2三相各自的参考电压。
逆变器1和逆变器2的输出参考电压矢量计算如下：
图2、图3分别给出了各个逆变器空间虚拟矢量图。每组逆变器划分为6个大扇区，分别定义为a1～f1，a2～f2，每个大扇区分为5个小扇区，分别定义为a11～f15，a21～f25。根据参考矢量的位置计算占空比，每个大区占空比计算类似，各个小区占空比计算不同；当每组逆变器参考电压矢量位于各个大区第1小区，占空比公式为式(5)、式(10)；当每组逆变器参考电压矢量位于各个大区第2小区，占空比公式为式(6)、式(11)；当每组逆变器参考电压矢量位于各个大区第3小区，占空比公式为式(7)、(12)；当每组逆变器参考电压矢量位于各个大区第4小区，占空比公式为式(8)、式(13)；当每组逆变器参考电压矢量位于各个大区第5小区，占空比公式为式(9)、式(14)；占空比公式如下：
式(5)～式(14)中，有n∈{1，2，3，4，5，6}，且当n＝6时，令n 1＝1；d11，d12，d13为逆变器1在每个小扇区所对应的三个有效矢量的占空比，d21，d22，d23为逆变器2在每个小扇区所对应的三个有效矢量的占空比；v10、v20分别为逆变器1、逆变器2的零矢量；v1ln、v2ln分别为逆变器1、逆变器2的大矢量；v1sn、v2sn分别为逆变器1、逆变器2的虚拟小矢量，由一个正小矢量和一个负小矢量各占二分之一合成；v1mn、v2mn分别为逆变器1、逆变器2的虚拟中矢量，由两个正小矢量和原中矢量各占三分之一合成。
图4、图5给出了逆变器1和逆变器2的输出参考电压矢量均位于第2大扇区的第1小区，则根据式(5)、式(10)，当n＝2时，占空比计算公式为：
可解得：
得到占空比之后，确定在虚拟空间矢量调制时一个开关周期内的开关状态排列顺序以及根据占空比确定各个状态的作用时间。由于载波调制是基于虚拟空间矢量调制得到的，并且载波调制是对称的，而每个逆变器各工作二分之一周期。因此，需要调整逆变器1和逆变器2虚拟空间矢量的开关状态排列顺序得到载波调制时开关状态的排列顺序。在前1/4周期，逆变器1工作，接下来1/4周期，逆变器2工作。根据载波对称，在第三个1/4周期，逆变器2工作，最后1/4周期，逆变器1工作。因此调整虚拟空间矢量调制下的一个周期的开关状态的排列，将第一个1/4周期(逆变器1处于有效工作状态时)移到整个开关周期的末尾，以此得到载波调制时开关状态的排列顺序，如图6所示。
载波调制方法是将调制波与高频载波进行比较，产生开关驱动信号。一个开关周期内计算得到的载波是一条与三角载波横轴平行的直线，在载波与三角载波相交的点做一条垂线，这条垂线所对应的时刻为开关开通与关断的转换时刻，以此可以确定一个开关周期内开关的驱动信号。为了更好的说明，单独以a相为例，绘制如图7所示载波调制示意图。具体计算过程如下：
图7中，载波是周期为ts，幅值为-1和1的等腰三角波，其表达式为：
结合图6可得a相开关调制波对应的开关调制波作用时间，其表达式为：
将式(20)带入式(19)求得a相桥臂上开关的调制波为：
根据上述过程，同理可得b相开关调制波对应的开关调制波作用时间，其表达式为：
将式(22)带入式(19)求得b相桥臂上开关的调制波为：
根据上述过程，同理可得c相开关调制波对应的开关调制波作用时间，其表达式为：
将式(24)带入式(19)可求得c相桥臂上开关的调制波为：
式(21)、式(23)、式(25)中：
其他各个大小扇区的推导过程如上述内容一样。根据最终推导结果可以得知，每一个大扇区的5个小扇区所对应的调制波公式一样。因此为了简化计算，只需要计算每一个大区的第1小区的调制波公式即可。根据每一个大区的第1小区的开关状态的排列可知，a，b，c三相只有三种开关状态的排列，如表2所示。
表2每个大区第一小区在载波调制下的开关状态排列
根据所推导的调制波公式可以得知，无论三相哪一相对应着某一种开关状态的排列，其调制波公式是相同的。具体总结见表3。因为载波调制是对称的，因此表3所列仅为逆变器工作时半个周期的开关状态的排列。
表3开关状态排列与对应的调制波公式总结
根据上述的调制波公式得到每相桥臂功率开关sx1、sx2、sx5、sx6的驱动信号。而每相桥臂的功率开关sx3可以由功率开关sx1和sx5做逻辑得到；功率开关sx4能够由功率开关sx2和sx6做逻辑得到，可得如下逻辑关系式：
根据载波调制原理，以脉冲信号直接给出功率开关so1、so2的驱动信号。以此得到双输出逆变器20个功率开关器件的全部驱动信号，完成载波调制。为了更好的证实上述内容，图8给出了各个逆变器处于有效工作状态时对应的每相桥臂6个开关sx1～sx6的具体开关驱动信号，以及开关so1、so2的驱动信号(以第二大区1小区为例)。
为了说明本发明调制方法的有效性，通过matlab搭建仿真电路。仿真参数如下：直流电压200v；开关频率10khz；设定逆变1三相输出电压幅值为50v，频率为50hz，三相负载电阻为6ω，电感10mh；设定逆变2三相输出相电压幅值为50v，频率为60hz，三相负载电阻电阻为6ω，电感10mh。仿真波形如图9～图16所示。图9～图12分别给出了逆变器1的三相输出相电流i1，线电压uab1，调制波usa1以及调制波usa2。图13～图16分别给出了逆变器2的三相输出相电流i2，线电压uab2，调制波usa5以及调制波usa6。由以上仿真结果可知，本发明的调制方法能保证双输出逆变器能够输出两组幅值频率皆可调的三相电压。
尽管上面结合附图对本发明进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述具体实施方式是示意性的，而非限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离发明宗旨的情况下，还能够做出其它形式，这些均属于本发明的保护之内。
1.一种三相二极管钳位型三电平双输出逆变器的载波pwm调制方法，它包括：由20个功率开关器件和12个二极管组成的逆变器，每一相桥臂有6个功率开关sx1～sx6和4个二极管dx7～dx10组成，即x∈{a，b，c})，中点与两个功率开关so1、so2连接,分别控制两组逆变器中点电压o的输出；逆变器的三相桥臂的输出端分别与两组三相负载相连，分别称为逆变器1和逆变器2，能够实现两组三相交流电的输出；其特征是，还包括以下内容：
1)逆变器1、逆变器2在一个开关周期内交替工作，各工作1/2周期；逆变器1处于工作状态时，功率开关sx5、sx6、so1处于导通状态，功率开关so2处于关断状态，控制功率开关sx1～sx4的导通和关断状态，使逆变器1输出三种电压，分别是 ud/2、0、-ud/2；逆变器2处于工作状态时，功率开关sx1、sx2、so2处于导通状态，功率开关so1处于关断状态，控制功率开关sx3～sx6的导通和关断状态，使逆变器2输出三种电压，分别是 ud/2、0、-ud/2；
2)定义不同开关导通情况所对应的开关状态，逆变器1输出的三种电压 ud/2、0、-ud/2分别定义为状态p、o、n，逆变器2输出的三种电压 ud/2、0、-ud/2分别定义为状态p*、o*、n*；
3)分别给出逆变器1、逆变器2的空间矢量图，以虚拟空间矢量调制为基础，将每组逆变器划分为6个大扇区，分别定义为a1～f1，a2～f2，每个大扇区分为5个小扇区，分别定义为a11～f15，a21～f25，并根据新定义的状态标注好各个矢量对应的状态；
4)根据逆变器1、逆变器2虚拟空间矢量图，按式(1)～式(10)分别计算各自工作周期内的占空比，每个大区占空比计算类似，各个小区占空比计算不同；当每组逆变器参考电压矢量位于各个大区第1小区，占空比公式为式(1)、式(6)；当每组逆变器参考电压矢量位于各个大区第2小区，占空比公式为式(2)、式(7)；当每组逆变器参考电压矢量位于各个大区第3小区，占空比公式为式(3)、式(8)；当每组逆变器参考电压矢量位于各个大区第4小区，占空比公式为式(4)、式(9)；当每组逆变器参考电压矢量位于各个大区第5小区，占空比公式为式(5)、式(10)；占空比式(1)～式(10)为：
式(1)～式(10)中，有n∈{1，2，3，4，5，6}，且当n＝6时，令n 1＝1；d11，d12，d13为逆变器1在每个小扇区所对应的三个有效矢量的占空比，d21，d22，d23为逆变器2在每个小扇区所对应的三个有效矢量的占空比；v10、v20分别为逆变器1、逆变器2的零矢量；v1ln、v2ln分别为逆变器1、逆变器2的大矢量；v1sn、v2sn分别为逆变器1、逆变器2的虚拟小矢量，由一个正小矢量和一个负小矢量各占二分之一合成；v1mn、v2mn分别为逆变器1、逆变器2的虚拟中矢量，由两个正小矢量和原中矢量各占三分之一合成；
5)根据载波调制的对称特性，列出一个完整开关周期内双输出逆变器的开关状态排列；在前1/2周期内，逆变器1先工作1/4周期，紧接着逆变器2工作1/4周期；后1/2周期，逆变器2先工作1/4周期，紧接着逆变器1工作1/4周期；
6)根据步骤5)得到的开关状态排列及各个状态对应的作用时间，与载波相结合，计算出相应的调制波；
①当某一相开关状态排列为nooopn*o*o*o*p*时，调制波为式(11)：
②当某一相开关状态排列为oooppo*o*o*p*p*时，调制波为式(12)：
③当某一相开关状态排列为nnooon*n*o*o*o*时，调制波为式(13)：
在式(11)～式(13)中，usx1、usx2、usx5、usx6分别为某一相桥臂的功率开关sx1、sx2、sx5、sx6所对应的调制波，umax1、umid1、umin1和umax2、umid2、umin2如式(14)、式(15)所示：
其中，ua-ref1、ub-ref1、uc-ref1分别为逆变器1三相各自的参考电压，ua-ref2、ub-ref2、uc-ref2分别为逆变器2三相各自的参考电压；
7)根据步骤6)得到调制波为一条与载波横轴平行的直线，将这条直线与载波作比较，在直线与载波的焦点做垂线，这条垂线对应着开关导通与关断的转换时刻，以此得到每相功率开关sx1、sx2、sx5、sx6的驱动信号；
8)每相功率开关sx3、sx4的驱动信号可以通过以下逻辑获得：
9)根据电路的工作原理以及载波调制时各组逆变器的工作情况，确定功率开关so1、so2的导通状态并以脉冲信号直接给出所需的驱动信号；
10)根据步骤1)～步骤9)能够获得双输出逆变器20个功率开关的驱动信号，以此完成载波调制，使电路输出两组三相对称的交流电压。
技术总结