本公开涉及一种适用于噪声抑制的放大器、包括放大器的接收装置、和包括接收装置的无线通信装置。
背景技术：
未来的无线通信网络，特别是第五代网络，将需要较大容量，这将需要较大通信带宽。因此，需要在这种网络中使用的接收机以低噪声和低功耗在高频下操作。接收机的关键元件是位于天线和下变频混频器之间的低噪声放大器(lna)。因此，需要一种改进的放大器。
在“a1.2-vhighlylinearbalancednoise-cancellinglnain0.13-umcmos”,jarkkojussilaandpetesivonen,ieeejournalofsolid-statecircuits,vol.43,no.3,march2008(“jussila等人”)中，公开了采用被称作电流-电压组合器的技术的噪声消除lna。从jussila等人的文献中再现的图1示出了将共栅(cg)场效应晶体管和共源(cs)场效应晶体管的输出电流转换为电压并将电压相加的方案。
技术实现要素：
根据第一方面，提供一种适用于噪声抑制的放大器，包括：
第一输入端和第二输入端，第一输入端用于接收第一输入信号，第二输入端用于接收第二输入信号，第一输入信号和第二输入信号构成差分对；
第一输出端和第二输出端，第一输出端用于传送第一输出信号，第二输出端用于传送第二输出信号，第一输出信号和第二输出信号构成差分对；
第一晶体管，具有耦接到第一输出端的第一漏极，使得流过第一漏极的除了寄生损耗之外的所有信号电流流过第一输出端，并且第一晶体管还具有耦接到第一输入端的第一源极；
第二晶体管，具有耦接到第一输入端的第二栅极、耦接到第二输出端的第二漏极，使得流过第二漏极的除了寄生损耗之外的所有信号电流流过第二输出端，并且第二晶体管还具有耦接到第一电压轨的第二源极；
第三晶体管，具有耦接到第二输入端的第三栅极、耦接到第一输出端的第三漏极，使得流过第三漏极的除了寄生损耗之外的所有信号电流流过第一输出端，并且第三晶体管还具有耦接到第一电压轨的第三源极；
第四晶体管，具有耦接到第二输出端的第四漏极，使得流过第四漏极的除了寄生损耗之外的所有信号电流流过第二输出端，并且第四晶体管还具有耦接到第二输入端的第四源极；
第一负载，耦接在第一输出端和第二电压轨之间；
第二负载，耦接在第二输出端和第二电压轨之间；
第一电感元件，耦接在第一输入端和第三电压轨之间；以及
第二电感元件，耦接在第二输入端和第三电压轨之间；
其中，第一晶体管的跨导在±5％的范围内实质上等于第四晶体管的跨导；并且
其中，第二晶体管的跨导在±5％的范围内实质上等于第三晶体管的跨导。
因此，放大器可以对平衡或差分信号执行至少部分噪声消除(这里也称为噪声抑制)。本文中使用的术语“噪声消除”和“噪声抑制”或更简洁的“消除”和“抑制”适用于在放大器内生成的噪声，而不是在施加在第一输入端和第二输入端处的第一输入信号和第二输入信号中存在的噪声或失真。可以通过在第一输出端处对第一晶体管和第三晶体管的电流进行相加并且在第二输出端处对第二晶体管和第四晶体管的电流进行相加来消除噪声。该放大器的优势在于：提供能够独立于放大器的输出阻抗的消除，消除替代地取决于第一晶体管和第二晶体管的跨导之比以及第三晶体管和第四晶体管的跨导之比。因此，当设计包括放大器的接收装置时，放大器可以提供改进的灵活性，使得能够实现宽带宽和低功耗。
在一些实施例中，第一晶体管可以具有耦接到偏置电压轨的第一栅极，并且第四晶体管可以具有耦接到偏置电压轨的第四栅极。该特征使得能够实现低复杂度。在其它实施例中，第一晶体管可以具有耦接到第二输入端的第一栅极，并且第四晶体管可以具有耦接到第一输入端的第四栅极。该特征使得能够实现降低的功耗。
第一晶体管的跨导可以等于第四晶体管的跨导，并且第二晶体管的跨导可以等于第三晶体管的跨导。该特征使得能够实现更高的噪声消除程度。
在一些实施例中，第二晶体管的跨导可以等于第一晶体管的跨导，并且第三晶体管的跨导可以等于第四晶体管的跨导。该特征使得能够实现较高的噪声消除程度。
在其它实施例中，第二晶体管的跨导可以超过第一晶体管的跨导，并且第三晶体管的跨导可以超过第四晶体管的跨导。该特征使得放大器能够具有较低的噪声系数。
例如，第二晶体管的跨导可以比第一晶体管的跨导的五倍小，并且第三晶体管的跨导可以比第四晶体管的跨导的五倍小。该特征使得能够实现宽带宽。特别地，第二晶体管的跨导可以是第一晶体管的跨导的两倍，并且第三晶体管的跨导可以是第四晶体管的跨导的两倍。该特征提供了噪声消除和宽带宽之间的有用平衡。在其它实施例中，第二晶体管的跨导可以是第一晶体管的跨导的三倍，并且第三晶体管的跨导可以是第四晶体管的跨导的三倍。该特征提供了噪声消除和宽带宽之间的另一有用平衡。
在优选实施例中，第一晶体管的跨导可以是0.02西门子。该特征使得能够实现到典型天线的良好匹配。
根据第二方面，提供了一种包括根据第一方面的放大器的接收装置。
接收装置可以包括平衡-不平衡转换器和混频器，其中，第一输入端和第二输入端耦接到平衡-不平衡转换器的差分输出端，并且第一输出端和第二输出端耦接到混频器的差分输入端。在这种接收装置中，放大器被布置为用作低噪声放大器(lna)。
接收装置还可以包括耦接到平衡-不平衡转换器的单端输入端的天线。
根据第三方面，提供了一种包括根据第二方面的接收装置的无线通信设备。
仅通过示例的方式参考附图来描述优选实施例。
附图说明
图1是现有技术的噪声消除低噪声放大器的示意图。
图2是适用于噪声抑制的放大器的第一实施例的示意图。
图3是示出元件的噪声贡献的曲线图。
图4是适用于噪声抑制的放大器的第二实施例的示意图。
图5是接收装置的方框示意图。
图6是无线通信装置的方框示意图。
具体实施方式
参考图2，适用于噪声抑制的放大器100包括用于接收第一输入信号vin 的第一输入端102和用于接收第二输入信号vin-的第二输入端104。第一输入信号vin 和第二输入信号vin-构成平衡对或差分对(也通常被称为差分信号)。因此，第二输入信号vin-等于第一输入信号vin 的反相。放大器100具有用于传送第一输出信号iout 的第一输出端106和用于传送第二输出信号iout-的第二输出端108。第一输出信号iout 和第二输出信号iout-一起形成平衡对或差分对(作为差分输出信号iout的构成信号)，因此，第二输出信号iout-等于第一输出信号iout 的反相。
第一晶体管mcg1被布置成具有如下这样布置的共栅配置：漏极110耦接到第一输出端106，源极112耦接到第一输入端102，并且栅极114耦接到供应偏置电压vbias的偏置电压轨140。为了简明起见，可以分别将第一晶体管mcg1的漏极110、源极112和栅极114备选地称为第一漏极110、第一源极112和第一栅极114。第一漏极110可以直接耦接到第一输出端106，即，没有任何具有除了寄生电阻、电容或电感之外的电阻、电容或电感的中间元件，或者备选地可以存在这样的中间元件。然而，第一漏极110耦接到第一输出端106，使得流过第一漏极110的除寄生损耗之外的所有信号电流流过第一输出端106。术语“信号电流”是指由于第一输入信号vin 和第二输入信号vin-中的任一个或两个而流动的电流，并且不包括偏置电流。
第二晶体管mcs1被布置成具有如下这样布置的共源配置：栅极116通过第一电容元件c1耦接到第一输入端102，漏极118耦接到第二输出端108，并且源极120耦接到供应第一电源电压vgg的第一电压轨122，第一电压轨122可以处于接地电势。在其它实施例中，第一电容器c1可以被省略，并且第二晶体管mcs1的栅极116直接耦接到第一输入端102。可以分别将第二晶体管mcs1的漏极118、源极120和栅极116备选地称为第二漏极118、第二源极120和第二栅极116。第二漏极118可以直接耦接到第二输出端108，或者备选地可以存在中间元件。然而，第二漏极118耦接到第二输出端108，使得流过第二漏极118的除寄生损耗之外的所有信号电流流过第二输出端108。
第三晶体管mcs2也被布置成具有如下这样布置的共源配置：栅极124通过第二电容元件c2耦接到第二输入端104，漏极126耦接到第一输出端106，并且源极128耦接到第一电压轨122。在其它实施例中，第二电容器c2可以被省略，并且第三晶体管mcs2的栅极124直接耦接到第二输入端104。可以分别将第三晶体管mcs2的漏极126、源极128和栅极124备选地称为第三漏极126、第三源极128和第三栅极124。第三漏极126可以直接耦接到第一输出端106，或者备选地可以存在中间元件。然而，第三漏极126耦接到第一输出端106，使得流过第三漏极126的除寄生损耗之外的所有信号电流流过第一输出端106。
第四晶体管mcg2被布置成具有如下这样布置的共栅配置：漏极130耦接到第二输出端108，源极132耦接到第二输入端104，并且栅极134耦接到偏置电压轨140。可以分别将第四晶体管mcg2的漏极130、源极132和栅极134备选地称为第四漏极130、第四源极132和第四栅极134。第四漏极130可以直接耦接到第二输出端108，或者备选地可以存在中间元件。然而，第四漏极130耦接到第二输出端108，使得流过第四漏极130的除寄生损耗之外的所有信号电流流过第二输出端108。
第一负载zl1耦接在第一输出端106和供应第二电源电压vdd的第二电压轨136之间。第二负载zl2耦接在第二输出端108和第二电压轨136之间。第一负载zl1和第二负载zl2具有被表示为zl的相等的阻抗，如下文进一步说明的，可以选择阻抗来为放大器100提供最优输出阻抗，用以与耦接到第一输出端106和第二输出端108的外部输出设备匹配。
第一电感元件l1耦接在第一输入端102和供应第三电源电压vss的第三电压轨138之间，第三电源电压vss可以与第一电源电压vgg相同。第二电感元件l2耦接在第二输入端104和第三电压轨138之间。第一电感元件l1和第二电感元件l2具有被表示为l的相等的电感值。可以对第一电感元件l1和第二电感元件l2进行选择，以提供到第三电压轨138的低阻抗直流(dc)通路，从而最大化第一晶体管mcg1和第四晶体管mcg2可用的电压余量，从而使得能够实现低电压操作，并且在射频(rf)下，可以对第一电感元件l1和第二电感元件l2的电感l进行选择以消除寄生电容，或者可以将第一电感元件l1和第二电感元件l2的电感l选择为足够大，使得第一电感元件l1和第二电感元件l2对放大器100的输入阻抗的贡献较小。
第四晶体管mcg2可以是第一晶体管mcg1的复制品。特别地，被表示为gm1的第一晶体管mcg1的跨导优选地等于被表示为gm4的第四晶体管mcg的跨导。然而，在实践中，第一晶体管mcg1的跨导gm1通常可以在第四晶体管mcg的跨导gm4的±5％的范围内。类似地，第三晶体管mcs2可以是第二晶体管mcs1的复制品。特别地，被表示为gm2的第二晶体管mcs1的跨导优选地等于被表示为gm3的第三晶体管mcs2的跨导。然而，在实践中，第二晶体管mcs1的跨导gm2通常可以在第三晶体管mcs2的跨导gm3的±5％的范围内。
假设第四晶体管mcg2是第一晶体管mcg1的复制品，并且第三晶体管mcs2是第二晶体管mcs1的复制品，因此gm1＝gm4＝gm,cg并且gm2＝gm3＝gm,cs，则放大器100的第一输入端102和第二输入端104中的每一个的输入阻抗zin可以被表示为：
zin＝1/gm,cg(1)。
因此，第一输入端102和第二输入端104之间的差分输入阻抗是zin＝2/gm,cg。通常，单端输入阻抗zin需要为50ω，或者差分输入阻抗需要为100ω，以便与外部输入设备最优匹配(例如，用于使放大器100的第一输入端102和第二输入端104与天线匹配而不反射信号的无源平衡-不平衡转换器)，在这种情况下，第一晶体管mcg1和第四晶体管mcg2的跨导gm,cg被布置为0.02s(0.2西门子)。
放大器100的差分电压增益a可以被表示为：
a＝2gm,cg(1 β)zl(2)，
其中，β＝gm,cs/gm,cg。
放大器100的噪声系数f(也称为噪声因数)可以被表示为
其中，γ是取决于所使用技术的参数，并且通常被认为是1。通过将第三晶体管mcs2的第三漏极126直接耦接到第一输出端106，使得流过第三漏极126的除寄生损耗之外的所有电流流过第一输出端106，并且通过将第二晶体管mcs1的第二漏极118直接耦接到第二输出端130，使得流过第二漏极118的除了寄生损耗之外的所有电流流过第二输出端108，第一输出端106和第二输出端108处的电流被感测到。假设vin ＝-vin-＝vin，第四晶体管mcg2是第一晶体管mcg1的复制品，第三晶体管mcs2是第二晶体管mcs1的复制品，因此iout ＝-iout-＝iout，则放大器100的差分跨导增益可以被表示为
如果β＝1，则由等式(3)中的第二项表示的共栅第一晶体管mcg1和共栅第四晶体管mcg2的噪声被完全消除。因此，该条件可以被认为与最佳消除相对应。如果β≠1，则噪声消除发生，但是是部分地(即，不完全或非最优)发生。
参考图3，绘制了作为β的函数的如下曲线图：从β＝1到β＝4，并且对于γ＝1，gm,cg＝0.02s和zl＝500ω，曲线(a)中示出了第一晶体管mcg1和第四晶体管mcg2对放大器100的噪声系数f的噪声贡献，曲线(b)示出了第二晶体管mcs1和第三晶体管mcs2对放大器100的噪声系数f的噪声贡献，曲线(c)中示出了第一负载zl1和第二负载zl2组合对放大器100的噪声系数f的噪声贡献。作为这些噪声贡献的总和的总噪声系数f被绘制在曲线(d)中。从图3可以看出，第一晶体管mcg1和第四晶体管mcg2的噪声贡献在β>1(即gm,cs>gm,cg)时增加。然而，第二晶体管mcs1和第三晶体管mcs2的噪声贡献以及第一负载zl1和第二负载zl2的噪声贡献随着β在1以上增加而减小，结果是总噪声随着β从1到4的增加而减小。此外，通过采用用于部分噪声消除的β>1，从等式(4)可以看出，放大器100的差分跨导增益比在采用用于最优噪声消除的β＝1的情况下的差分跨导增益要高。因此，通过采用β>1，与放大器100以用于最优噪声消除的β＝1进行操作的情况相比，放大器100可以具有更低的噪声和更高的增益，同时使得能够选择输入阻抗zin以用于最优匹配。使用β的较高值可以减小放大器100的带宽，因此在一些实施例中，可以通过将β选择为大于1但小于例如2、3或5来进行较低噪声、较高增益和减小的带宽之间的平衡。
因此，在放大器100中，第二晶体管mcs1的跨导gm2可以超过第一晶体管mcg1的跨导gm1，同样地，第三晶体管mcs2的跨导gm3也可以超过第四晶体管mcg2的跨导gm4。然而，在一些实施例中，第二晶体管mcs1的跨导gm2可以比第一晶体管mcg1的跨导gm1的五倍小，并且特别地，可以是第一晶体管mcg1的跨导gm1的两倍或三倍。同样地，在一些实施例中，第三晶体管mcs2的跨导gm3可以比第四晶体管mcg2的跨导gm4的五倍小，并且特别地，可以是第四晶体管mcg2的跨导gm4的两倍或三倍。在一个优选实施例中，第一晶体管mcg1的跨导gm1为0.02s。
第一负载zl1和第二负载zl2的阻抗zl影响放大器100中的绝对噪声电平，但是对噪声消除没有影响，因此，可以将第一负载zl1和第二负载zl2的阻抗zl选择为较高以降低噪声电平，并且驱动耦接到第一输出端106和第二输出端108的外部输出设备。通常，这种外部输出设备将是混频器，特别是无源混频器，用以将rf信号下变频到基带，并且匹配应确保高带宽和高线性度。通常，第一负载zl1和第二负载zl2可以被选择以提供非常高的阻抗(例如至少500ω)，并且可以例如使用电流发生器来实现。
参考图4，适用于噪声抑制的放大器100的备选实施例具有与参考图2所描述的实施例的拓扑结构相同的拓扑结构，除了替代第一栅极114和第四栅极134耦接到偏置电压轨140，第一栅极114耦接到第二输入端104，并且第四栅极134耦接到第一输入端102。第一晶体管mcg1和第四晶体管mcg2的这种交叉耦接可以减小提供放大器100的期望输入阻抗所需的电流，从而降低功耗，尽管该交叉耦接会增加第一输入端102和第二输入端104处的电容，从而降低放大器100的带宽。
在下面的段落中，描述了本文所公开的放大器100和由jussila等人公开并在图1中示出的噪声消除lna之间的操作的一些关键区别，以便突出放大器100的优点。
本文公开的放大器100将共栅第一晶体管mcg1和共源第三晶体管mcs2的电流在第一输出端106处相加，并且将共栅第四晶体管mcg2和共源第二晶体管mcs1的电流在第二输出端108处相加。相反，参考图1，包括阻抗z1和z2的负载电路以及其与共栅晶体管m1p和共源晶体管m2p耦接的不同拓扑结构(与图2中的放大器100相比较)以及共栅晶体管mn1和共源晶体管mn2的对应拓扑结构的结果是共栅晶体管m1p和mn1以及共源晶体管m2p和mn2的输出电流不在输出端处相加，而是在负载电路的内部节点处相加，特别地，是在图1的左侧的阻抗z1和z2之间的接点处以及在图1的右侧的对应接点处相加。
图1的噪声消除lna的差分电压增益为a’＝2gm1(z1 z2)，并且差分跨导增益为gm1，其中，gm1为共栅晶体管m1p的跨导和共栅晶体管m1n的跨导。通常，为了确保输入端匹配，需要50ω的输入阻抗，这可以通过选择gm1＝0.02s来提供。通过为阻抗z1和z2选择较高值，差分电压增益a’可以较高，并且阻抗z1和z2的噪声贡献可以较低，但是等于gm1的差分跨导增益受输入端匹配的需要的约束。相反，从等式(2)和(4)可以看出，放大器100的差分电压增益a和差分跨导增益iout/vin可以由于等式(2)和(4)中的参数β的存在并通过增加参数β而增大。放大器100的这种设计灵活性简化了包括放大器100的装置的设计。
在图1的噪声消除lna中，由于噪声消除发生在电压域中，因此如果lna的输出端通过耦接到低阻抗设备(例如，宽带无源电流混频器)而被加载，则噪声消除的程度将被影响。相反，在放大器100中，第一负载zl1和第二负载zl2不影响放大器100的噪声消除，因此可以被自由地选择以用于最优输出端匹配。同样，放大器100的这种设计灵活性简化了包括放大器100的装置的设计。
图1的噪声消除lna的噪声系数f’可以被表示为
其中β’是共源晶体管m2p的跨导gm2与共栅晶体管m1p的跨导gm1之比gm2/gm1。同样地，β’也是共源晶体管m2n的跨导与共栅晶体管m1n的跨导之比。因此，等式(5)中的γ/β’是共源晶体管m2p、m2n的噪声。出于比较的目的，本文假设β’＝β。项2/a’表示共栅晶体管m1p、m1n的负载阻抗z1 z2的噪声，项2/a’β’表示共源晶体管m2p、m2n的负载阻抗z2的噪声。
参考图3，对于图1的噪声消除lna，绘制了如下这样的曲线图：针对差分电压增益a’＝20并且针对γ’＝1，曲线(e)中示出了共源晶体管m2p、m2n的噪声贡献，曲线(f)中示出了负载阻抗z1、z2组合的噪声贡献，曲线(g)中示出了作为这些噪声贡献的总和的总噪声系数f’。在β和β’的值超过约1.25时，放大器100的噪声系数f比图1的噪声消除lna的噪声系数f’高，但是放大器100具有如上所述的更大的设计灵活性和更高的差分跨导增益的优点。
参考图5，接收装置300包括耦接到接收机320的输入端322的天线310。接收机320的输出端324耦接到数字信号处理器(dsp)330的输入端332。接收机320包括平衡-不平衡转换器210，用以将来自天线310的单端接收信号转换成形成差分或平衡信号的第一输入信号vin 和第二输入信号vin-。接收机320还包括用于放大第一输入信号vin 和第二输入信号vin-的放大器100、混频器220、本地振荡器信号发生器(lo)230、滤波器240、以及模数转换器(adc)250。平衡-不平衡转换器210具有耦接到接收机320的输入端322的输入端212以及用于传送第一输入信号vin 和第二输入信号vin-的差分输出端214。放大器100的第一输入端102和第二输入端104耦接到平衡-不平衡转换器210的输出端214。放大器100的第一输出端106和第二输出端108耦接到混频器220的第一差分输入端222。因此，在接收机320中，放大器100被布置为作为lna操作。本地振荡器信号发生器(lo)230耦接到混频器220的第二输入端224(其可以是差分的)，用于传送本地振荡器信号。可以是例如无源混频器的混频器220对通过放大器100放大之后的接收信号进行下变频，并在混频器220的输出端226处传送下变频信号。混频器220的输出端226耦接到滤波器240的输入端242，用于滤波下变频信号，滤波器240的输出端244通过adc250耦接到接收机320的输出端324。在adc250中对下变频后和滤波后的信号进行数字化之后，通过dsp330处理数字化信号以提取由接收信号传递的信息。
参考图6，无线通信装置400包括参考图5所描述的接收装置300的元件，并且附加地包括耦接在dsp330的输出端334与天线310之间的发射机340，用于发送由dsp330生成的信号。
尽管已经使用无线通信作为示例，但是本发明也可以应用于其它通信领域，例如光纤通信或通过线路进行通信。
其它变化和修改对于本领域技术人员来说将是显而易见的。这些变化和修改可以涉及已知的、并且可以替代于或附加于本文所述的特征来使用的等同的或其它特征。
可以结合单个实施例提供分离的实施例中的上下文中所描述的特征。相反的，单个实施例的上下文中所描述的特征也可单独提供，或以合适的子组合来提供。
应当注意，术语”包括”不排除其它的元件或步骤，术语”一”不排除复数，单个特征可以实现权利要求中所述的若干特征的功能，而权利要求中的附图标记不应被解释为限制权利要求的范围。还应该注意的是，在组件被描述为“被布置为”或“适用于”执行特定功能，则根据所考虑的组件的上下文，将组件视为仅适用于执行该功能可能是适当的。在整个文本中，除非特定的上下文另有规定，否则这些术语通常被认为是可互换的。还应该注意的是，附图不一定是按比例的；相反，通常重点放在说明本发明的原理上。
1.一种适用于噪声抑制的放大器，包括：
被配置为第一差分对晶体管的第一晶体管和第四晶体管，可操作地通过每个相应的第一晶体管和第四晶体管的源极，从第一输入端和第二输入端接收差分输入信号，所述第一输入端和所述第二输入端被配置为差分输入端，其中，每个第一晶体管和第四晶体管的漏极耦接到相应的第一输出端和第二输出端，所述第一输出端和所述第二输出端被配置为差分输出端；
在共源配置中被配置为第二差分对晶体管的第二晶体管和第三晶体管，可操作地从每个相应的第二晶体管和第三晶体管的漏极向相应的第二输出端和第一输出端输出差分输出信号，其中，每个第二晶体管和第三晶体管的栅极耦接到相应的第一输入端和第二输入端；以及
其中，每个第二晶体管和第三晶体管的跨导超过相应的第一晶体管和第四晶体管的跨导。
2.根据权利要求1所述的放大器，其中，每个第一晶体管和第四晶体管的漏极耦接到相应的第一输出端和第二输出端，使得流过那些漏极的除了寄生损耗之外的所有信号电流流过相应的第一输出端和第二输出端。
3.根据权利要求1所述的放大器，其中，每个第二晶体管和第三晶体管的漏极耦接到相应的第二输出端和第一输出端，使得流过那些漏极的除了寄生损耗之外的所有信号电流流过相应的第二输出端和第一输出端。
4.根据权利要求1所述的放大器，其中：
第一负载耦接在所述第一输出端和第二电压轨之间；
第二负载耦接在所述第二输出端和所述第二电压轨之间；
第一电感元件耦接在所述第一输入端和第三电压轨之间；以及
第二电感元件耦接在所述第二输入端和所述第三电压轨之间。
5.根据权利要求1所述的放大器，其中：
所述第一晶体管的跨导在±5％的范围内实质上等于所述第四晶体管的跨导；以及
所述第二晶体管的跨导在±5％的范围内实质上等于所述第三晶体管的跨导。
6.根据权利要求1所述的放大器，其中，每个第一晶体管和第四晶体管的栅极耦接到偏置电压轨。
7.根据权利要求1所述的放大器，其中，每个第一晶体管和第四晶体管的栅极耦接到相应的第二输入端和第一输入端。
8.根据权利要求1所述的放大器，其中，每个第二晶体管和第三晶体管的跨导不超过相应的第一晶体管和第四晶体管的跨导的五倍。
9.根据权利要求1所述的放大器，其中，每个第二晶体管和第三晶体管的跨导等于相应的第一晶体管和第四晶体管的跨导的两倍。
10.根据权利要求1所述的放大器，其中，每个第二晶体管和第三晶体管的跨导等于相应的第一晶体管和第四晶体管的跨导的三倍。
11.根据权利要求1所述的放大器，其中，每个第一晶体管和第四晶体管的跨导是0.02西门子。
12.根据权利要求1所述的放大器，其中，所述差分输入信号是差分输入电压，并且所述差分输出信号是差分输出电流。
13.一种适用于噪声抑制的接收装置，包括：
放大器，包括：
被配置为第一差分对晶体管的第一晶体管和第四晶体管，可操作地通过每个相应的第一晶体管和第四晶体管的源极，从第一输入端和第二输入端接收差分输入信号，所述第一输入端和所述第二输入端被配置为差分输入端，其中，每个第一晶体管和第四晶体管的漏极耦接到相应的第一输出端和第二输出端，所述第一输出端和所述第二输出端被配置为差分输出端；
在共源配置中被配置为第二差分对晶体管的第二晶体管和第三晶体管，可操作地从每个相应的第二晶体管和第三晶体管的漏极向相应的第二输出端和第一输出端输出差分输出信号，其中，每个第二晶体管和第三晶体管的栅极耦接到相应的第一输入端和第二输入端；以及
其中，每个第二晶体管和第三晶体管的跨导超过相应的第一晶体管和第四晶体管的跨导。
14.根据权利要求13所述的接收装置，还包括：
平衡-不平衡转换器，其中，所述第一输入端和所述第二输入端耦接到所述平衡-不平衡转换器的差分输出端；以及
混频器，其中，所述第一输出端和所述第二输出端耦接到所述混频器的差分输入端。
15.根据权利要求14所述的接收装置，还包括耦接到所述平衡-不平衡转换器的单端输入端的天线。
16.一种适用于噪声抑制的移动通信设备，包括：
接收装置，具有放大器，所述放大器包括：
被配置为第一差分对的第一晶体管和第四晶体管，通过每个相应的第一晶体管和第四晶体管的源极，可操作地接收差分输入，相应的第一输入信号和第二输入信号共同作为差分输入信号，其中，每个第一晶体管和第四晶体管的漏极耦接到相应的第一输出端和第二输出端，所述第一输出端和所述第二输出端被配置为差分输出端；
在共源配置中被配置为第二差分对晶体管的第二晶体管和第三晶体管，可操作地从每个相应的第二晶体管和第三晶体管的漏极向相应的第二输出端和第一输出端输出差分输出信号，其中，每个第二晶体管和第三晶体管的栅极耦接到相应的第一输入端和第二输入端；以及
其中，每个第二晶体管和第三晶体管的跨导超过相应的第一晶体管和第四晶体管的跨导。
17.根据权利要求16所述的放大器，其中，所述放大器是差分输入电压产生差分输出电流的放大器。
18.根据权利要求16所述的放大器，其中，所述放大器被配置为射频rf接收机的低噪声放大器lna。
19.一种由用于噪声抑制的放大器执行的方法，所述放大器具有：被配置为差分输入的第一输入端和第二输入端、被配置为差分输出的第一输出端和第二输出端、被配置为第一差分对晶体管的第一晶体管和第四晶体管、以及在共源配置中被配置为第二差分对晶体管的第二晶体管和第三晶体管，包括：
通过每个相应的第一晶体管和第四晶体管的源极，从第一输入端和第二输入端接收差分输入信号，其中，每个第一晶体管和第四晶体管的漏极耦接到相应的第一输出端和第二输出端；
从每个第二晶体管和第三晶体管的漏极向相应的第二输出端和第一输出端输出差分输出信号，其中，每个第二晶体管和第三晶体管的栅极耦接到相应的第一输入端和第二输入端；以及
其中，每个第二晶体管和第三晶体管的跨导超过相应的第一晶体管和第四晶体管的跨导。
技术总结