本申请属于飞机交流供电系统控制技术领域，特别涉及一种数字式自适应锁相方法。
背景技术：
由于具有电能质量高、功率密度大等优点，电压源整流器在飞机供电系统中具有很好的应用前景。电压源整流器的控制通常在两相同步坐标系中实现，需要使用锁相环(pll)对输入交流电压进行锁相。锁相环可采用硬件实现，也可采用数字方法通过软件实现。相比较而言，后者无需专门的硬件电路具有成本低、适应性强等优点，在电压源整流器的控制中获得了广泛的应用。
当前，比较流行的数字锁相方案有基于过零检测的pll、基于乘法鉴相器的pll、基于离散傅里叶变换的pll、基于同步旋转坐标变换的pll等。其中，基于同步旋转坐标变换的pll具有原理简单、动态响应快等特点，是当前最受欢迎的锁相技术之一。为适应不同电压条件，基于同步旋转坐标变换的pll派生出多种结构的pll，如，双二阶广义积分pll，正、负双序同步旋转坐标变换pll和基于滑动均值滤波器的pll等。变频交流供电系统是飞机发展的一个重要趋势，具有频率变化范围宽和变化速度快等特点。然而，上述锁相环主要针对频率小范围或缓慢变化的情况，当频率在大范围内快速变化时无法实现精确锁相。公开号为cn106872808b专利技术名称为一种锁相环及锁相方法，需要使用测频算法计算参考角频率和使用六倍频比例谐振控制器进行滤波处理，原理复杂，不易实现。公开号为cn104410407b专利技术名称为一种自适应数字锁相环及锁相方法，应对三相电压不平衡和电压畸变的能力不足，而且需要根据测量得到的频率动态修正采样的频率，适应性欠佳。
技术实现要素：
为了解决上述技术问题，本申请提供一种数字式自适应锁相方法，用于提高在频率大范围和快速变化条件下的锁相精度，同时兼顾电压不平衡、电压畸变等条件下的锁相性能。
本申请数字式自适应锁相方法，主要包括：
步骤s1、采用初始锁相角对三相交流电压进行两相同步变换，获得两相同步电压；
步骤s2、根据锁相得到的频率对两相同步电压进行均值滤波，得到两相同步电压的平均值；
步骤s3、以0为参考对两相同步电压中的一个平均值进行pi调节得到基波电压的角频率，将所述角频率变换为电压频率，将所述电压频率替换步骤s2中的锁相得到的频率，进行步骤s2-步骤s3的内循环；
步骤s4、对步骤s3获得的角频率，进行积分并以2π为除数计算余数，得到参考相位角；
步骤s5、根据步骤s2中的两相同步电压的平均值计算相位补偿角；
步骤s6、将所述参考相位角与所述相位补偿角相加获得锁相角，将所述锁相角替换步骤s1中的初始锁相角，进行步骤s1-步骤s6的外循环。
优选的是，步骤s1进一步包括：
步骤s11、获取某时刻t的三相电压初始采样值；
步骤s12、将所述初始采样值从三相静止坐标系变化到两相静止坐标系；
步骤s13、计算t时刻初始锁相角的正弦和余弦函数值；
步骤s14、利用所述正弦和余弦函数值将两相静止坐标系变换到两相同步坐标系。
优选的是，步骤s1中，初始锁相角为π/4。
优选的是，步骤s2中，对两相同步电压进行均值滤波，获得同步电压的平均值vd、vq包括：
其中，vd1(i)、vq1(i)分别是两相同步电压vd1和vq1的第i次采样值，f为频率，m、n为正整数，m表示最近一次的采样次数，n<m且满足：
其中，ceil(x)表示不小于x的最小整数，ts表示采样步长。
优选的是，步骤s3中，进行pi调节时，采用增量式数字pi算法，且在所述增量式数字pi算法中，比例和积分增益分别取300和12000。
优选的是，步骤s5中，根据两相同步电压的平均值vd、vq计算相位补偿角δθ包括：。
δθ＝tan-1(vq/vd)；
其中，vd、vq为两相同步电压的平均值，δθ为相位补偿角
本发明提出的一种数字式自适应锁相方法在频率恒定和频率大范围、快速变化的条件下均能够提供精确的锁相结果且具有动态响应快和易于实现等优点，即使在电压不平衡、电压畸变等条件下也具有卓越的锁相性能。
附图说明
图1是本发明数字式自适应锁相方法的原理框图。
图2是本发明中应用的三相静止坐标系、两相静止坐标系和两相同步旋转坐标系及三者之间的相对关系示意图。
图3是电压频率为360hz时本申请与现有技术仿真波形对比示意图。
图4至图8为以设定电压频率进行变化时的各仿真波形对比示意图。
为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；此外，附图用于示例性说明，其中描述位置关系的用语仅限于示例性说明，不能理解为对本专利的限制。
具体实施方式
为使本申请实施的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施方式中的附图，对本申请实施方式中的技术方案进行更加详细的描述。在附图中，自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。所描述的实施方式是本申请一部分实施方式，而不是全部的实施方式。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，旨在用于解释本申请，而不能理解为对本申请的限制。
此外，还需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，在本申请的描述中使用的“安装”、“相连”、“连接”等类似词语应做广义理解，例如，连接可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，还可以是两个元件内部的连通，领域内技术人员可根据具体情况理解其在本申请中的具体含义。
如图1所示，本申请提供了一种数字式自适应锁相方法，主要包括：
步骤s1、采用初始锁相角对三相交流电压进行两相同步变换，获得两相同步电压；
步骤s2、根据锁相得到的频率对两相同步电压进行均值滤波，得到两相同步电压的平均值；
步骤s3、以0为参考对两相同步电压中的一个平均值进行pi调节得到基波电压的角频率，将所述角频率变换为电压频率，将所述电压频率替换步骤s2中的锁相得到的频率，进行步骤s2-步骤s3的内循环；
步骤s4、对步骤s3获得的角频率，进行积分并以2π为除数计算余数，得到参考相位角；
步骤s5、根据步骤s2中的两相同步电压的平均值计算相位补偿角；
步骤s6、将所述参考相位角与所述相位补偿角相加获得锁相角，将所述锁相角替换步骤s1中的初始锁相角，进行步骤s1-步骤s6的外循环。
图1中，va、vb、vc分别表示三相交流电压，vd1、vq1分别表示对va、vb、vc进行从三相静止坐标系到两相同步坐标系变换后的d轴和q轴分量，vd、vq分别表示vd1、vq1的平均分量，ω表示电压的角频率，f表示电压的频率，θ1表示补偿前相位角，δθ表示相位补偿角，θ表示补偿后相位角即锁相角。
下面进行详细说明。
首先在步骤s1中，对三相电压va、vb、vc进行采样并利用锁相角θ的正余弦函数对三相电压进行旋转坐标变换，得到两相同步坐标系中d、q轴电压值vd1、vq1；本例中，采样频率为100k。本发明中应用的三相静止坐标系、两相静止坐标系和两相同步旋转坐标系及三者之间的相对关系如图2所示。
为方便起见，设va、vb、vc是三相电压t时刻的采样值，从三相静止坐标系变换到两相同步坐标系分两步进行：
第一步：从三相静止坐标系变化到两相静止坐标系：
其中，vα和vβ分别是两相静止坐标系中α轴和β轴电压分量。
第二步：从两相静止坐标系变换到两相同步坐标系：
其中，sinθ和cosθ分别是t时刻锁相角θ的正弦和余弦函数值。首次运算需要提供θ的初始值θini，本例中θini设为π/4。
在步骤s2中，根据锁相得到的频率f对两相同步坐标系中的电压进行均值滤波，得到电压d、q轴分量的平均值vd、vq；
其中，vd1(i)、vq1(i)分别是两相同步电压vd1和vq1的第i次采样值，f为频率，m、n为正整数，m表示最近一次的采样次数，n<m且满足：
其中，ceil(x)表示不小于x的最小整数，ts表示采样步长。本例中，ts的值为10μs，f的取值范围为[320820]，其初值由测频电路给出。
步骤s3中，以0为参考对q轴的平均电压分量vq进行pi调节得到基波电压的角频率ω，将角频率变换为频率f，作为步骤s2的输入；
应用增量式数字pi算法，当前(k)时刻pi调节器的输出ω(k)为：
ω(k)＝ω(k-1) δω(k)
其中，ω(k-1)表示上一运算周期(k-1时刻)pi调节器的输出，δω(k)表示k时刻pi调节器输出的增量，计算式为：
δω(k)＝kp[vq(k)-vq(k-1)] kitsvq(k)
其中，vq(k)、vq(k-1)分别表示vq当前和上一时刻的采样值；kp和ki分别表示pi调节器的比例和积分增益，本例中分别取300和12000。
当前时刻的频率为：
f(k)＝ω(k)/2π
然后,将f(k)作为步骤2的输入用于计算vd和vq。
步骤s4中，对得到的角频率ω进行积分并以2π为除数计算余数，得到a相电压的相位角即参考相位角，记为补偿前相位角θ1；
应用增量式数字积分算法，当前(k)时刻积分器的输出u(k)为：
u(k)＝u(k-1) δu(k)
其中，u(k-1)表示上一运算周期(k-1时刻)积分器的输出，δu(k)表示k时刻积分器输出的增量，计算式为：
δu(k)＝tsω(k)
补偿前相位角θ1的计算式为：
θ1＝mod(ω(k),2π)
其中，mod(x,y)表示以y为模数对x/y进行求余运算。
步骤s5中，利用d轴和q轴电压分量的平均值vd、vq为输入计算相位补偿角δθ；
相应的计算式为：
δθ＝tan-1(vq/vd)
其中，tan-1x表示求x的反正切，本例中限制vd∈[0.51.5]。
步骤s6中，将补偿前相位角θ1和相位补偿角δθ相加得到补偿后相位角即为所求的锁相角θ，相应的计算式为：
θ＝θ1 δθ
然后，计算锁相角θ的正弦和余弦函数，作为步骤s1的输入，开始下一运算周期的锁相过程。
图3是电压频率为360hz时分别采用本文提出的数字式自适应锁相环(以下称为改进自适应均值锁相环)和基于滑动均值滤波器的pll(以下称为传统自适应均值锁相环)时的仿真波形，其中三相电压平衡且均采用标幺值表示。由图可见，频率恒定时两种锁相环都具有出色的稳态性能。
图4是电压频率以400hz/s从380hz变化到384hz期间的仿真波形，其中三相电压平衡且均采用标幺值表示。
图5是电压频率以400hz/s从380hz变化到382hz期间的sinθ和vq的仿真波形，其中三相电压平衡，vq_cvtnl、vq_impvd分别表示采用传统自适应均值锁相环和改进自适应均值锁相环时的vq值，均采用标幺值表示。
图6是电压频率以-400hz/s从780hz变化到778hz期间的仿真波形，其中三相电压平衡且均采用标幺值表示。
图7是电压频率以400hz/s从380hz变化到384hz期间的仿真波形，其中三相电压不平衡且包含谐波。
图8是电压频率以-400hz/s从780hz变化到778hz期间的仿真波形，其中三相电压平衡，三相电压的幅值在0.001s时刻从1.0pu下降到0.8pu。
从图3-图8可以看出，本申请的数字式自适应锁相环在频率恒定和频率大范围、快速变化的条件下均能够提供精确的锁相结果且具有动态响应快和易于实现等优点，即使在电压不平衡、电压畸变等条件下也具有卓越的锁相性能。
至此，已经结合附图所示的优选实施方式描述了本申请的技术方案，领域内技术人员应该理解的是，本申请的保护范围显然不局限于这些具体实施方式，在不偏离本申请的原理的前提下，本领域技术人员可以对相关技术特征作出等同的更改或替换，这些更改或替换之后的技术方案都将落入本申请的保护范围之内。
1.一种数字式自适应锁相方法，其特征在于，包括：
步骤s1、采用初始锁相角对三相交流电压进行两相同步变换，获得两相同步电压；
步骤s2、根据锁相得到的频率对两相同步电压进行均值滤波，得到两相同步电压的平均值；
步骤s3、以0为参考对两相同步电压中的一个平均值进行pi调节得到基波电压的角频率，将所述角频率变换为电压频率，将所述电压频率替换步骤s2中的锁相得到的频率，进行步骤s2-步骤s3的内循环；
步骤s4、对步骤s3获得的角频率，进行积分并以2π为除数计算余数，得到参考相位角；
步骤s5、根据步骤s2中的两相同步电压的平均值计算相位补偿角；
步骤s6、将所述参考相位角与所述相位补偿角相加获得锁相角，将所述锁相角替换步骤s1中的初始锁相角，进行步骤s1-步骤s6的外循环。
2.根据权利要求1所述的数字式自适应锁相方法，其特征在于：步骤s1进一步包括：
步骤s11、获取某时刻t的三相电压初始采样值；
步骤s12、将所述初始采样值从三相静止坐标系变化到两相静止坐标系；
步骤s13、计算t时刻初始锁相角的正弦和余弦函数值；
步骤s14、利用所述正弦和余弦函数值将两相静止坐标系变换到两相同步坐标系。
3.根据权利要求1所述的数字式自适应锁相方法，其特征在于：步骤s1中，初始锁相角为π/4。
4.根据权利要求3所述的数字式自适应锁相方法，其特征在于：步骤s2中，对两相同步电压进行均值滤波，获得同步电压的平均值vd、vq包括：
其中，vd1(i)、vq1(i)分别是两相同步电压vd1和vq1的第i次采样值，f为频率，m、n为正整数，m表示最近一次的采样次数，n＜m且满足：
其中，ceil(x)表示不小于x的最小整数，ts表示采样步长。
5.根据权利要求1所述的数字式自适应锁相方法，其特征在于：步骤s3中，进行pi调节时，采用增量式数字pi算法，且在所述增量式数字pi算法中，比例和积分增益分别取300和12000。
6.根据权利要求1所述的数字式自适应锁相方法，其特征在于：步骤s5中，根据两相同步电压的平均值vd、vq计算相位补偿角δθ包括：。
δθ＝tan-1(vq/vd)；
其中，vd、vq为两相同步电压的平均值，δθ为相位补偿角。
技术总结