本技术涉及光伏储能发电，尤其涉及一种功率变换器及其模式切换方法。
背景技术：
1、在光伏发电系统中，微型逆变器通常是指功率小且具有组件级最大功率点跟踪(maximum power point tracking，mppt)功能的逆变器，其中，微型逆变器将光伏组件提供的直流电转换为交流电并向电网供电，并且使光伏组件始终工作在最大功率点，从而避免了光伏组件的局部阴影带来的系统整体发电量降低的风险，安全性更高。为了进一步提升光伏发电系统的供电效率，如何实现微型逆变器的高效率输出变得尤为重要。
技术实现思路
1、本技术提供一种功率变换器及其模式切换方法，可实现功率变换器的高效率输出。
2、第一方面，本技术实施例提供一种功率变换器，该功率变换器用于连接于直流电源和电网或负载之间进行能量转换。该功率变换器包括原边桥臂、变压器、副边桥臂和控制器，变压器连接于原边桥臂与副边桥臂之间，原边桥臂包括第一原边桥臂和第二原边桥臂，变压器包括原边绕组和副边绕组。其中，第一原边桥臂和第二原边桥臂并联连接，第一原边桥臂的中点和第二原边桥臂的中点分别连接原边绕组的两端，副边桥臂的中点和副边绕组的一端连接。当功率变换器处于不同工况时功率变换器的瞬时输出功率会发生变化，此时控制器用于响应于功率变换器的瞬时输出功率小于或者等于功率阈值，控制原边桥臂和副边桥臂中每个桥臂中开关管的开关频率为一固定开关阈值，即所有桥臂中开关管的开关频率相同且为固定开关阈值。控制器还用于响应于功率变换器的瞬时输出功率大于功率阈值，控制每个桥臂中开关管的开关频率小于固定开关阈值，此时每个桥臂中开关管的开关频率会在小于固定开关阈值的频率区间内实时变化，即每个桥臂中开关管的开关频率为可变开关频率。
3、实施本技术实施例，当功率变换器处于不同工况时功率变换器的瞬时输出功率与功率阈值之间的比较结果会发生变化，此时根据实时变化的比较结果灵活调节每个桥臂中开关管的开关频率的大小，以适应功率变换器的不同工况，从而实现功率变换器的高效率输出，适用性强。
4、结合第一方面，在一种可能的实施方式中，当功率变换器为逆变器时，第一原边桥臂由第一开关管和第二开关管串联组成，其中第一开关管和第二开关管的串联连接点为第一原边桥臂的中点。第二原边桥臂由第三开关管和第四开关管串联组成，其中第三开关管和第四开关管的串联连接点为第二原边桥臂的中点。副边桥臂由第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管依次串联组成，其中第六开关管和第七开关管的串联连接点为副边桥臂的中点。实施本技术实施例，每个桥臂的具体结构可根据功率变换器的实际类型进行调整，适用性强。
5、结合第一方面，在一种可能的实施方式中，当功率变换器为直流变换器时，第一原边桥臂由第一开关管和第二开关管串联组成，其中第一开关管和第二开关管的串联连接点为第一原边桥臂的中点。第二原边桥臂由第三开关管和第四开关管串联组成，其中第三开关管和第四开关管的串联连接点为第二原边桥臂的中点。副边桥臂由第九开关管和第十开关管串联组成，其中第九开关管和第十开关管的串联连接点为副边桥臂的中点。实施本技术实施例，每个桥臂的具体结构可根据功率变换器的实际类型进行调整，适用性强。
6、结合第一方面，在一种可能的实施方式中，上述控制器用于响应于功率变换器的瞬时输出功率小于或者等于功率阈值，控制内移相角和外移相角的差值为一固定值。其中，第一开关管与第四开关管之间的相位差为2倍的内移相角。当功率变换器为逆变器时，第一开关管与第五开关管之间的相位差为内移相角与外移相角之和。当功率变换器为直流变换器时，第一开关管与第九开关管之间的相位差为内移相角与外移相角之和。实施本技术实施例，可根据功率变换器的瞬时输出功率与功率阈值之间的比较结果灵活调节内移相角和外移相角的大小，从而实现每个桥臂中开关管的软开关控制以降低每个桥臂中开关管的导通损耗，进而实现功率变换器的高效率输出，适用性强。
7、结合第一方面，在一种可能的实施方式中，上述固定值为90°，即外移相角减去内移相角的差值为90°。实施本技术实施例，由于外移相角减去内移相角的差值为90°，因此调节内移相角的大小就是在间接调节外移相角的大小，而外移相角的大小用于表征功率变换器的无功功率的大小，因此调节内移相角的大小之后会向功率变换器注入一定的无功功率，从而实现每个桥臂中开关管的软开关控制以降低每个桥臂中开关管的导通损耗，进而实现功率变换器的高效率输出。
8、结合第一方面，在一种可能的实施方式中，上述控制器用于响应于功率变换器的瞬时输出功率大于功率阈值、以及功率变换器的电压增益小于或者等于1，控制内移相角与外移相角相等。其中，第一开关管与第四开关管之间的相位差为2倍的内移相角，第一开关管与第五开关管或者第九开关管之间的相位差为内移相角与外移相角之和。控制器还用于响应于功率变换器的瞬时输出功率大于功率阈值以及电压增益大于1，控制内移相角为0。其中，电压增益与直流电源的瞬时输出电压成反比，电压增益与电网的瞬时输出电压的绝对值成正比。实施本技术实施例，可根据功率变换器的瞬时输出功率和电压增益动态调节内移相角、外移相角以及开关频率的大小，从而实现每个桥臂中开关管的软开关控制以降低每个桥臂中开关管的导通损耗，并且降低了功率变换器的谐振腔电流有效值和无功功率，进而实现功率变换器的高效率输出。
9、结合第一方面，在一种可能的实施方式中，上述功率变换器还包括谐振电路，谐振电路包括谐振电感和两个谐振电容。其中，谐振电感连接于副边绕组的一端和副边桥臂的中点之间，两个谐振电容串联后与副边桥臂并联，两个谐振电容的串联连接点连接副边绕组的另一端。上述功率变换器的瞬时输出功率p可由下述公式进行表示。
10、
11、其中，p用于表示功率变换器的瞬时输出功率，m用于表示功率变换器的电压增益，v用于表示副边绕组两端电压的电压幅值，αp用于表示内移相角，θ用于表示外移相角，lr用于表示谐振电感的感抗，cr用于表示谐振电容的容量，fs用于表示开关频率，fr用于表示谐振电路的谐振频率。
12、结合第一方面，在一种可能的实施方式中，当功率变换器的瞬时输出功率p小于或者等于功率阈值时，内移相角αp大于或者等于0°且小于或者等于90°，外移相角θ大于或者等于90°且小于或者等于180°。实施本技术实施例，外移相角θ会在90°至180°的角度区间内波动，并且内移相角αp会在0至90°的角度区间内波动，控制灵活性更强。
13、结合第一方面，在一种可能的实施方式中，上述控制器用于响应于功率变换器的瞬时输出功率p大于功率阈值以及电压增益m小于或者等于1，控制内移相角αp和外移相角θ均与电压增益m负相关。控制器还用于响应于功率变换器的瞬时输出功率p大于功率阈值以及电压增益m大于1，控制外移相角θ与电压增益m正相关。实施本技术实施例，可根据瞬时输出功率p和电压增益m动态调节外移相角θ和内移相角αp的大小，控制灵活性更强。
14、结合第一方面，在一种可能的实施方式中，当内移相角αp和外移相角θ均与电压增益m负相关时，当外移相角θ与电压增益m正相关时，实施本技术实施例，当外移相角θ等于内移相角αp时，在理想情况下功率变换器的输出功率基本为有功功率，即功率变换器的无功功率接近于0，因此可实现功率变换器的无功功率最小的目的。而当αp＝0且时可降低功率变换器的无功功率。实施本技术实施例，可根据电压增益m灵活控制外移相角θ和内移相角αp的大小，从而在实现每个桥臂中开关管的全范围软开关控制的同时，降低了功率变换器的谐振腔电流有效值和无功功率，进而实现功率变换器的高效率输出。
15、结合第一方面，在一种可能的实施方式中，当内移相角αp和外移相角θ均与电压增益m负相关时，外移相角θ和内移相角αp均大于或者等于0°且小于90°。当外移相角θ与电压增益m正相关时，外移相角θ大于0°且小于90°。实施本技术实施例，外移相角θ或者内移相角αp会在0至90°的角度区间内波动，控制灵活性更强。
16、结合第一方面，在一种可能的实施方式中，上述控制器用于响应于功率变换器的瞬时输出功率p大于功率阈值以及电压增益m小于或者等于1，控制流过谐振电感的电流的基波分量与副边绕组两端电压的基波分量同相位。也就是说，流过谐振电感的电流的基波分量与副边绕组两端电压的基波分量之间的相位差为0，此时功率变换器处于谐振状态，能量传递效率更高。控制器还用于响应于功率变换器的瞬时输出功率p大于功率阈值以及电压增益m大于1，控制流过谐振电感的电流的基波分量与原边绕组两端电压的基波分量同相位。也就是说，流过谐振电感的电流的基波分量与原边绕组两端电压的基波分量之间的相位差为0，此时功率变换器处于谐振状态，能量传递效率更高。
17、结合第一方面，在一种可能的实施方式中，上述控制器用于控制第一开关管和第二开关管互补导通，并基于第二原边桥臂的驱动信号控制第三开关管和第四开关管互补导通。其中，第一开关管超前第四开关管的相位差为2倍的内移相角。当功率变换器为逆变器时，控制器还用于在电网电压的正半周期内控制第五开关管和第七开关管互补导通，控制第六开关管和第八开关管保持导通状态，并在电网电压的负半周期内控制第五开关管和第七开关管保持导通状态，控制第六开关管和第八开关管互补导通。其中，在电网电压的正半周期内，第一开关管超前第五开关管的相位差为内移相角与外移相角之和，在电网电压的负半周期内，第一开关管超前第八开关管的相位差为内移相角与外移相角之和。当功率变换器为直流变换器时，控制器还用于控制第九开关管和第十开关管互补导通，其中，第一开关管超前第九开关管的相位差为内移相角与外移相角之和。实施本技术实施例，可通过控制每个桥臂中的开关管的驱动时序来实现每个桥臂中的开关管的软开关控制，从而降低每个桥臂中开关管的导通损耗，进而实现功率变换器的高效率输出。
18、第二方面，本技术实施例提供一种功率变换器的模式切换方法，该方法可由功率变换器中的控制器执行，可选的，该方法也可由设置在功率变换器外部的控制器执行。在该方法中，当功率变换器处于零输出功率工况时，控制器响应于功率变换器的瞬时输出功率小于或者等于功率阈值，控制原边桥臂和副边桥臂中的每个桥臂中开关管的开关频率为一固定开关阈值。当功率变换器包括原边桥臂、变压器以及副边桥臂时，变压器连接于原边桥臂与副边桥臂之间，原边桥臂包括第一原边桥臂和第二原边桥臂，变压器包括原边绕组和副边绕组。其中，第一原边桥臂和第二原边桥臂并联连接，第一原边桥臂的中点和第二原边桥臂的中点分别连接原边绕组的两端，副边桥臂的中点和副边绕组的一端连接。当功率变换器处于非零输出功率工况时，控制器响应于功率变换器的瞬时输出功率大于功率阈值，控制每个桥臂中开关管的开关频率小于固定开关阈值，此时每个桥臂中开关管的开关频率会在小于固定开关阈值的频率区间内实时变化，即每个桥臂中开关管的开关频率为可变开关频率。
19、实施本技术实施例，当功率变换器处于不同工况时功率变换器的瞬时输出功率与功率阈值之间的比较结果会发生变化，此时根据实时变化的比较结果灵活调节每个桥臂中开关管的开关频率的大小，以适应功率变换器的不同工况，从而实现功率变换器的高效率输出，适用性强。
20、结合第二方面，在一种可能的实施方式中，上述控制器响应于功率变换器的瞬时输出功率小于或者等于功率阈值，控制内移相角和外移相角的差值为一固定值。上述第一原边桥臂由第一开关管和第二开关管串联组成，第二原边桥臂由第三开关管和第四开关管串联组成。当功率变换器为逆变器时，副边桥臂由第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管依次串联组成，第六开关管和第七开关管的串联连接点为副边桥臂的中点。当功率变换器为直流变换器时，副边桥臂由第九开关管和第十开关管串联组成。其中，第一开关管与第四开关管之间的相位差为2倍的内移相角。第一开关管与第五开关管或者第九开关管之间的相位差为内移相角与外移相角之和。实施本技术实施例，可根据功率变换器的瞬时输出功率与功率阈值之间的比较结果灵活调节每个桥臂中开关管的开关频率、内移相角和外移相角的大小，从而实现每个桥臂中开关管的软开关控制以降低每个桥臂中开关管的导通损耗，进而实现功率变换器的高效率输出，适用性强。
21、结合第二方面，在一种可能的实施方式中，上述固定值为90°，即外移相角减去内移相角的差值为90°。实施本技术实施例，由于外移相角减去内移相角的差值为90°，因此调节内移相角的大小就是在间接调节外移相角的大小，而外移相角的大小用于表征功率变换器的无功功率的大小，因此调节内移相角的大小之后会向功率变换器注入一定的无功功率，从而实现每个桥臂中开关管的软开关控制以降低每个桥臂中开关管的导通损耗，进而实现功率变换器的高效率输出。
22、结合第二方面，在一种可能的实施方式中，上述控制器响应于功率变换器的瞬时输出功率大于功率阈值、以及功率变换器的电压增益小于或者等于1，控制内移相角与外移相角相等。上述第一原边桥臂由第一开关管和第二开关管串联组成，第二原边桥臂由第三开关管和第四开关管串联组成。当功率变换器为逆变器时，副边桥臂由第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管依次串联组成，第六开关管和第七开关管的串联连接点为副边桥臂的中点。当功率变换器为直流变换器时，副边桥臂由第九开关管和第十开关管串联组成。其中，第一开关管与第四开关管之间的相位差为2倍的内移相角。第一开关管与第五开关管或者第九开关管之间的相位差为内移相角与外移相角之和。进一步地，控制器响应于功率变换器的瞬时输出功率大于功率阈值以及电压增益大于1，控制内移相角为0。其中，电压增益与直流电源的瞬时输出电压成反比，电压增益与电网的瞬时输出电压的绝对值成正比。实施本技术实施例，可根据功率变换器的瞬时输出功率和电压增益动态调节内移相角、外移相角以及开关频率的大小，从而实现每个桥臂中开关管的软开关控制以降低每个桥臂中开关管的导通损耗，并且降低了功率变换器的谐振腔电流有效值和无功功率，进而实现功率变换器的高效率输出。
23、结合第二方面，在一种可能的实施方式中，上述功率变换器的瞬时输出功率p可由下述公式进行表示。
24、
25、其中，p用于表示功率变换器的瞬时输出功率，m用于表示功率变换器的电压增益，v用于表示副边绕组两端电压的电压幅值，αp用于表示内移相角，θ用于表示外移相角，lr用于表示谐振电感的感抗，cr用于表示谐振电容的容量，fs用于表示开关频率，fr用于表示谐振电路的谐振频率。上述功率变换器还包括谐振电路，谐振电路包括谐振电感和两个谐振电容。其中，谐振电感连接于副边绕组的一端和副边桥臂的中点之间，两个谐振电容串联后与副边桥臂并联，两个谐振电容的串联连接点连接副边绕组的另一端。
26、结合第二方面，在一种可能的实施方式中，控制器响应于功率变换器的瞬时输出功率p大于功率阈值以及电压增益m小于或者等于1，控制内移相角αp和外移相角θ均与电压增益m负相关。控制器响应于功率变换器的瞬时输出功率p大于功率阈值以及电压增益m大于1，控制外移相角θ与电压增益m正相关。实施本技术实施例，可根据瞬时输出功率p和电压增益m动态调节外移相角θ和内移相角αp的大小，控制灵活性更强。
27、结合第二方面，在一种可能的实施方式中，当内移相角αp和外移相角θ均与电压增益m负相关时，当外移相角θ与电压增益m正相关时，实施本技术实施例，当外移相角θ等于内移相角αp时，在理想情况下功率变换器的输出功率基本为有功功率，即功率变换器的无功功率接近于0，因此可实现功率变换器的无功功率最小的目的。而当αp＝0且时可降低功率变换器的无功功率。实施本技术实施例，可根据电压增益m灵活控制外移相角θ和内移相角αp的大小，从而在实现第一原边桥臂、第二原边桥臂以及副边桥臂中开关管的全范围软开关控制的同时，降低了功率变换器的谐振腔电流有效值和无功功率，进而实现功率变换器的高效率输出。
28、结合第二方面，在一种可能的实施方式中，上述控制器响应于功率变换器的瞬时输出功率p大于功率阈值以及电压增益m小于或者等于1，控制流过谐振电感的电流的基波分量与副边绕组两端电压的基波分量同相位。也就是说，流过谐振电感的电流的基波分量与副边绕组两端电压的基波分量之间的相位差为0，此时功率变换器处于谐振状态，能量传递效率更高。控制器响应于功率变换器的瞬时输出功率p大于功率阈值以及电压增益m大于1，控制流过谐振电感的电流的基波分量与原边绕组两端电压的基波分量同相位。也就是说，流过谐振电感的电流的基波分量与原边绕组两端电压的基波分量之间的相位差为0，此时功率变换器处于谐振状态，能量传递效率更高。
29、结合第二方面，在一种可能的实施方式中，上述控制器控制第一开关管和第二开关管互补导通，并基于第二原边桥臂的驱动信号控制第三开关管和第四开关管互补导通。其中，第一开关管超前第四开关管的相位差为2倍的内移相角。当功率变换器为逆变器时，控制器在电网电压的正半周期内控制第五开关管和第七开关管互补导通，控制第六开关管和第八开关管保持导通状态，并在电网电压的负半周期内控制第五开关管和第七开关管保持导通状态，控制第六开关管和第八开关管互补导通。其中，在电网电压的正半周期内，第一开关管超前第五开关管的相位差为内移相角与外移相角之和，在电网电压的负半周期内，第一开关管超前第八开关管的相位差为内移相角与外移相角之和。当功率变换器为直流变换器时，控制器控制第九开关管和第十开关管互补导通，其中，第一开关管超前第九开关管的相位差为内移相角与外移相角之和。实施本技术实施例，可通过控制每个桥臂中的开关管的驱动时序来实现每个桥臂中的开关管的软开关控制，从而降低每个桥臂中开关管的导通损耗，进而实现功率变换器的高效率输出。
30、应理解的是，本技术上述多个方面的实现和有益效果可互相参考。
1.一种功率变换器，用于连接于直流电源和电网或负载之间进行能量转换，其特征在于，
2.根据权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，所述功率变换器为逆变器；
3.根据权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，所述功率变换器为直流变换器；
4.根据权利要求2或3所述的功率变换器，其特征在于，所述控制器用于：
5.根据权利要求4所述的功率变换器，其特征在于，所述固定值为90°。
6.根据权利要求2或3所述的功率变换器，其特征在于，所述控制器用于：
7.根据权利要求4所述的功率变换器，其特征在于，所述功率变换器的瞬时输出功率p小于或者等于所述功率阈值时，所述内移相角αp大于或者等于0°且小于或者等于90°，所述外移相角θ大于或者等于90°且小于或者等于180°。
8.根据权利要求4-7任一项所述的功率变换器，其特征在于，所述控制器用于：
9.一种功率变换器的模式切换方法，其特征在于，所述方法包括：
10.根据权利要求9所述的模式切换方法，其特征在于，所述方法还包括：
11.根据权利要求10所述的模式切换方法，其特征在于，所述固定值为90°。
12.根据权利要求9所述的模式切换方法，其特征在于，所述方法还包括：
13.根据权利要求10-12任一项所述的模式切换方法，其特征在于，
14.根据权利要求13所述的模式切换方法，其特征在于，所述方法还包括：
15.根据权利要求14所述的模式切换方法，其特征在于，所述内移相角αp和所述外移相角θ均与所述电压增益m负相关时，
16.根据权利要求14或15所述的模式切换方法，其特征在于，所述方法还包括：
17.根据权利要求10-16任一项所述的模式切换方法，其特征在于，所述方法还包括：
