本实用新型涉及隔离反馈电路和同步整流驱动领域，具体是一种包含同步整流时序传递的双向磁隔离反馈电路。
背景技术：
光耦隔离反馈在工业应用中最为广泛，具有简单、器件少的优点。但是受限于光耦固有的缺陷，其发光二极管及光敏器件的老化问题，ctr(电流传输比)会随温度和使用时间变化，其使用寿命、可靠性远远不如磁隔离反馈。在高可靠高质量等级的应用场合(如航天、航空电源)必须采用磁反馈技术，磁隔离反馈不受温度，时间漂移的影响，稳定可靠。
磁隔离反馈是利用高频开关量驱动反馈磁变压器，通过变压器把副边的采样量变换到原边进行闭环控制。目前常用的磁反馈技术主要以ir、vpt及ti的uc1901系列的芯片为主，这些技术各有优缺点：ir系列的磁反馈技术器件较多，需要在原边产生一个电流源，占用电源空间较大；vpt系列的磁反馈技术需要两个磁环，体积较大；ti系列的磁反馈技术需要专门控制芯片，高质量芯片价格昂贵且较难获得。
如图1所示，中国专利一种双向传输磁隔离反馈电路(公开号：cn206850674u)公开了一种可以进行双向传输的磁反馈技术，其载波信号取自dc/dc变换器pwm的振荡信号，避免了不同工作频率所产生的互相干扰，并且当dc/dc变换器在不同输入电压及不同负载的工作状态下时，其振荡信号稳定，不需要增加“死负载”。但是上述专利不具有同步整流时序调节和传递功能。
同步整流技术是指采用通态电阻极低的功率mosfet管作为整流用的二极管，代替传统的整流二极管以降低整流电路损耗、提高变换器效率的一种技术。同步整流技术是提高dc-dc变换器效率的重要手段，如何恰当地设计同步整流驱动电路及控制时序是同步整流技术的核心。
目前常用的同步整流驱动技术主要有变压器绕组自驱动、初级信号传递到次级驱动以及次级专用驱动ic三大类。其中，绕组自驱动技术驱动电压不固定，受限于输入和输出电压，应用范围窄、扩展性差、可靠性较差；初级信号传递到次级驱动方案需要专门的隔离变压器进行信号的隔离传送，驱动死区较难调节，占用较多的元器件；次级专用驱动ic工作频率较低，需要外围电路辅助，高质量等级芯片价格贵且较难购买。
传统的磁隔离反馈电路使用1个隔离变压器，同步整流时序传递也使用1个隔离变压器，即采用两个隔离变压器分别完成磁隔离反馈和同步整流时序控制，具体来说，先进行磁隔离反馈控制，然后利用其他死区发生电路产生与pwm1具有死区的pwm2信号，再利用隔离变压器进行隔离传送并驱动次级同步整流管。即磁隔离反馈电路与同步整流时序传递电路这两部分电路是独立不相关的，实现功能所采用的元器件大多是不重叠不共用的。
技术实现要素：
本实用新型的目的在于提供一种包含同步整流时序传递的双向磁隔离反馈电路，以解决上述背景技术中提出的问题。
为实现上述目的，本实用新型提供如下技术方案：
一种包含同步整流时序传递的双向磁隔离反馈电路，包括双向磁隔离反馈单元，所述双向磁隔离反馈单元包括变压器t、误差采样放大电路与三极管q4，误差采样放大电路的输入端连接dc-dc转换单元输出电压的分压电路，所述三极管q4的基极与误差采样放大电路的输出端连接，发射极连接二极管d4的阴极后连接变压器t副边绕组的异名端，集电极接次级地，变压器t副边绕组的同名端连接二极管d3的阴极后接次级地；变压器原边绕组连接电平转换电路，
还包括脉冲调整单元与同步整流时序传递单元；
所述脉冲调整单元被配置为通过比较器u1的两个输入端分别连接pwm控制器n2产生的振荡信号与基准电压vref的分压电路，输出比pwm1信号提前的窄脉冲到所述变压器t的原边绕组，以通过变压器t传递到次级绕组产生pwm2信号；
所述pwm1信号通过pwm控制器n2产生，pwm控制器n2通过改变外围参数产生pwm1信号与pwm2信号之间的死区时间；
所述同步整流时序传递单元被配置为通过pwm2信号的高电平关断dc-dc转换单元中的同步整流管sr2，通过pwm2信号的低电平导通同步整流管sr2。
作为本实用新型的改进方案，为了在变压器t的副边提供稳定的次级辅助供电，所述变压器t的副边绕组的异名端依次连接二极管d6的阴极、电容c3后连接二极管d5的阴极以及次级辅助电源vccs，二极管d5的阳极连接变压器t副边绕组的同名端；所述二极管d5的阴极与三极管q4的基极之间连接电阻ron，基极与次级地之间连接有电容c2。
作为本实用新型的改进方案，为了将从变压器t的副边传递到原边的电平转换为正电平，所述电平转换电路包括二极管sd、电容cs/h、电阻rib、ria，所述变压器t原边绕组的同名端依次串联二极管sd、电阻rib、ria后接入基准电压vref，二极管sd的阴极连接变压器t，阳极通过电容cs/h接地。
作为本实用新型的改进方案，同步整流时序传递单元包括三极管q1与场效应管q3，所述三极管q1的基极连接变压器t的副边绕组的同名端，集电极接次级地，发射极一路连接二极管d2阴极后连接变压器t的副边绕组的同名端，另一路连接场效应管q3的栅极，场效应管q3的源极接次级地。场效应管q3的源极与栅极之间连接有电阻r8，三极管q1的基极与集电极之间连接有电阻r7。
作为本实用新型的改进方案，为了便于调整输入到变压器t原边的pwm1信号的占空比，所述脉冲调整单元还包括占空比限制电路，所述占空比限制电路包括三极管q2，三极管q2的发射极一端连接初级辅助电源vcc，另一端经串联电阻r4、r5连接比较器u1的输出端，基极连接电阻r4、r5的公共端，集电极经电阻r9连接变压器t初级绕组的同名端。
作为本实用新型的改进方案，为了便于调整输入到变压器t原边的pwm1信号的占空比，所述比较器u1的输出端与三极管q2的基极之间依次连接有电容c1与电阻r6。
作为本实用新型的改进方案，所述误差采样放大电路包括运放器u2、电容chs、cfs与电阻rf，运放器u2的输出端连接三极管q4的基极，电容chs连接在运放器u2的负输入端与输出端之间，且电容chs的两端并联有相串联的电容cfs与电阻rf，运放器u2的正输入端经电容c0接次级地，负输入端经分压电路连接dc-dc转换单元的输出端。
作为本实用新型的改进方案，所述误差采样放大电路包括稳压源n1、电容chs、cfs与电阻rf，稳压源n1的正极接次级地，参考端经第二分压电路连接dc-dc转换单元的输出端，电容chs连接在稳压源n1的负极与参考端之间，且电容chs的两端并联有相串联的电容cfs与电阻rf，稳压器n1的负极还一路连接到三极管q4的基极，另一路经电阻r5连接到次级辅助电源vccs。
有益效果：本实用新型通过一个可配置的固定占空比和幅度的窄脉冲信号去驱动一个小型的变压器t，并通过二极管的分路电路，使得变压器t工作在不同的工作模式下，达到隔离传送同步整流驱动时序信号和环路反馈信号的目的。
附图说明
图1为现有技术公开的一种双向传输磁隔离反馈电路的电路结构图；
图2为本实用新型的一种电路结构图；
图3为本实用新型的另一种电路结构图；
图4为本实用新型脉冲调整单元、同步整流时序传递单元与双向磁隔离反馈单元连接的第一种实施例的电路结构图；
图5为本实用新型脉冲调整单元、同步整流时序传递单元与双向磁隔离反馈单元连接的第二种实施例的电路结构图；
图6为本实用新型脉冲调整单元、同步整流时序传递单元与双向磁隔离反馈单元连接的第三种实施例的电路结构图；
图7为本实用新型脉冲调整单元、同步整流时序传递单元与双向磁隔离反馈单元连接的第四种实施例的电路结构图；
图8为本实用新型变压器t工作在类正激模式下的电路图；
图9为本实用新型变压器t工作在类反激dcm模式(磁芯复位)下的电路图；
图10为本实用新型变压器t工作在类反激dcm模式(磁芯复位之后)下的电路图；
图11为本实用新型变压器t在图8-10的工作模式下的波形图；
图12为本实用新型pwm控制器n2的原理图以及输出的振荡信号波形图；
图13为本实用新型在pwm控制器n2输出的振荡信号下的pwm1信号与pwm2信号的死区控制波形图。
图中：1-脉冲调整单元；2-同步整流时序传递单元；3-双向磁隔离反馈单元；4-dc-dc转换单元。
具体实施方式
下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。
本实用新型应用在dc-dc转换单元，参见图2-3，dc-dc转换单元包括pwm控制器n2、变压器t1、场效应管s1与场效应管sr2，pwm控制器n2输出pwm1信号到场效应管s1的栅极，场效应管s1通过磁隔离变压器传输pwm1信号到场效应管sr2，场效应管q3的漏极连接场效应管s2的栅极。pwm控制器n2的控制芯片的型号可选为uc1843或uc1803等。
如图2所示，dc-dc转换单元的一种实施结构为：还包括场效应管sr1，场效应管sr1的栅极与场效应管sr2的漏极均连接变压器t1副边绕组的同名端，场效应管sr1的漏极一路连接变压器t1副边绕组的异名端，另一路经二极管连接场效应管sr2的栅极，场效应管sr1、sr2的源极共接次级地。该种实施结构为正激绕组自驱动同步整流拓扑，本申请还可应用于反激同步整流拓扑控制。
如图3所示，dc-dc转换单元的另一种实施结构为：场效应管sr2的漏极连接变压器t1副边绕组的同名端，栅极连接变压器t1副边绕组的异名端，漏极接次级地。
dc-dc转换单元的实施结构不作为本申请的改进，在此不对其进行赘述。
实施例1，本实用新型提供的一种包含同步整流时序传递的双向磁隔离反馈电路，包括双向磁隔离反馈单元，所述双向磁隔离反馈单元包括变压器t、误差采样放大电路与三极管q4，误差采样放大电路的输入端连接dc-dc转换单元输出电压的分压电路，所述三极管q4的基极与误差采样放大电路的输出端连接，发射极连接二极管d4的阴极后连接变压器t副边绕组的异名端，集电极接次级地，变压器t副边绕组的同名端连接二极管d3的阴极后接次级地；变压器原边绕组连接电平转换电路。
优选地，所述电平转换电路包括二极管sd、电容cs/h、电阻rib、ria，所述变压器t原边绕组的同名端依次串联二极管sd、电阻rib、ria后接入基准电压vref，二极管sd的阴极连接变压器t，阳极通过电容cs/h接地。
具体地，基准电压vref由pwm控制器n2提供，电阻rib、ria为分压电阻，电容cs/h为采样电容。电平转换电路主要用于将从变压器t副边传递到原边的vs/h(负电平)转换为vfb电平(2.5v左右正电平)，再送入pwm控制器n2内部的运放器的反相输入端，与内部基准(同相输入端)比较，进而控制pwm控制器n2输出的pwm1信号占空比，实现电源的闭环反馈，构成环路反馈电路。
本电路还包括脉冲调整单元与同步整流时序传递单元。
所述脉冲调整单元被配置为通过比较器u1的两个输入端分别连接pwm控制器n2产生的振荡信号与基准电压vref的分压电路，输出比pwm1信号提前的窄脉冲到所述变压器t的原边绕组，以通过变压器t传递到次级绕组产生pwm2信号。
所述pwm1信号通过pwm控制器n2产生，pwm控制器n2通过改变外围参数产生pwm1信号与pwm2信号之间的死区时间。
所述同步整流时序传递单元被配置为通过pwm2信号的高电平关断dc-dc转换单元中的同步整流管sr2，通过pwm2信号的低电平导通同步整流管sr2。
实施例2，优选地，同步整流时序传递单元的一种实施方式为，包括三极管q1与场效应管q3，三极管q1为pnp三极管，所述三极管q1的基极连接变压器t的副边绕组的同名端，集电极接次级地，发射极一路连接二极管d2阴极后连接变压器t的副边绕组的同名端，另一路连接场效应管q3的栅极，场效应管q3的源极接次级地。场效应管q3的源极与栅极之间连接有电阻r8，三极管q1的基极与集电极之间连接有电阻r7。
同步整流时序调理单元用于对传递到变压器t次级的pwm2信号的逻辑转换(开通或者关闭同步整流管sr2)和驱动能力提升。二极管d2的阳极(及变压器t次级上)处pwm2信号中的高电平用于开通场效应管q3，经场效应管q3转换为pwm2的低电平信号，用于关闭同步整流管sr2；二极管d2阳极处pwm2信号中的低电平用于开通三极管q1，进而关闭场效应管q3，释放同步整流管sr2的栅极下拉状态，使同步整流管sr2栅极高阻。
具体地，脉冲调整单元包括比较器u1，比较器u1的正输入端连接pwm控制器n2产生的振荡信号，负输入端经分压电路连接基准电压vref，输出端连接变压器t初级绕组的同名端，变压器t初级绕组的异名端接地。
实施例3，优选地，如图4所示，所述脉冲调整单元还包括占空比限制电路，所述占空比限制电路包括三极管q2，三极管q2的发射极一端连接初级辅助电源vcc，另一端经串联电阻r4、r5连接比较器u1的输出端，基极连接电阻r4、r5的公共端，集电极经电阻r9连接变压器t初级绕组的同名端。
通过配置比较器u1正向和反向输入的外围参数，可以调节比较器u1产生的脉冲占空比，控制和限制比较器u1输出信号占空比的作用。本实施例中，开关管q2的占空比与比较器u1的占空比一致，因此，通过该占空比限制电路即可实现对于开关管q2占空比的调节，进而实现对于变压器t占空比的调节。
实施例4，优选地，如图5所示，在实施例3的基础上，所述比较器u1的输出端与三极管q2的基极之间依次连接有电容c1与电阻r6。电容c1与电阻r6额外增加了一个占空比限制电路，可用于限制三极管q2的导通时间(占空比)。
在实施例3中，当输入到比较器u1的rc振荡信号异常时，比较器u1的占空比大，三极管q2的占空比也大，可能导致变压器t饱和，不易调节。但在本实施例中，通过增加电容c1与电阻r6可直接限制三极管q2的占空比，进而限制变压器t的占空比，防止比较器u1误动作产生的宽占空比脉冲导致变压器t饱和，提高了可靠性。
实施例5，如图6所示，可选地，所述误差采样放大电路的一种实施结构为，包括运放器u2、电容chs、cfs与电阻rf，运放器u2的输出端连接三极管q4的基极，电容chs连接在运放器u2的负输入端与输出端之间，且电容chs的两端并联有相串联的电容cfs与电阻rf，运放器u2的正输入端经电容c0接次级地，负输入端经分压电路连接dc-dc转换单元的输出端。
误差采样放大电路对dc-dc转换单元的输出电压vo进行分压采样，并输出采样的电压信号到运放器u2的负输入端，运放器u2正输入端设置基准，比较和误差放大后输出误差放大信号到三极管q4的基极。电容chs、cfs与电阻rf构成环路补偿电路，用于调节双向磁隔离反馈电路电源环路的稳定性，并优化动态性能。
实施例6，如图7所示，可选地，所述误差采样放大电路的另一种实施结构为，包括稳压源n1、电容chs、cfs与电阻rf，稳压源n1的正极接次级地，参考端经第二分压电路连接dc-dc转换单元的输出端，电容chs连接在稳压源n1的负极与参考端之间，且电容chs的两端并联有相串联的电容cfs与电阻rf，稳压器n1的负极还一路连接到三极管q4的基极，另一路经电阻r5连接到次级辅助电源vccs。
实施例7，可选地，所述变压器t的副边绕组的异名端依次连接二极管d6的阴极、电容c3后连接二极管d5的阴极以及次级辅助电源vccs，二极管d5的阳极连接变压器t副边绕组的同名端；所述二极管d5的阴极与三极管q4的基极之间连接电阻ron，基极与次级地之间连接有电容c2。
电容c3上形成次级辅助电压源，由比较器u1供电经隔离变压器t传送形成。三极管q4的基极连接电阻ron至vccs，用于将运放器u2的输出端上拉，电容c2连接在运放器u2输出端，起稳定误差放大信号vea以及提高动态响应速度的作用。运放器u2的输出上拉是为了提供初始误差放大信号，传送到变压器t初级后，让pwm控制器n2启动pwm输出，若此误差信号初始为低电平，控制环路将控制pwm控制器n2不输出pwm1信号，整个电路无法开启闭环工作。
本实施例中，脉冲调整单元产生驱动变压器t的矩形脉冲信号，调制驱动脉冲的占空比和时序，同时控制和配置驱动脉冲信号与变压器t原边的开关管q2驱动信号之间的死区；同步整流时序传递单元对传递到变压器t次级的同步整流驱动时序进行调理，用于变压器t1副边绕组侧的同步整流管sr2的关断控制；双向磁隔离反馈单元用于将变压器t的初级能量传递到次级，并产生稳定的次级辅助供电源vccs，将初级同步整流时序信号传递到次级，同时将误差采样放大电路获取的次级误差放大信号传递到初级。
双向磁隔离反馈单元通过变压器t和d3、d4与d5、d6构成的二极管分路电路使单元电路工作在不同的工作模式，将同步整流驱动时序和辅助供电从初级传递到次级，再将次级误差放大信号传递到初级，实现信号的双向传递。
本实施方式中，比较器u1为高速比较器，三极管q1、q2、q4均为pnp三极管，变压器t为小体积信号隔离变压器；振荡信号为pwm控制器n2内部时钟控制电路输出的三角波，基准电压vref的分压电压vset用于控制比较器u1的输出翻转阈值和占空比；pwm控制器n2输出pwm1信号，pwm1信号为场效应管s1的栅极驱动脉冲，场效应管q3输出到场效应管sr2栅极的为pwm2信号，pwm2信号为传递到次级的同步整流时序控制信号，在场效应管s1开通前，提前关闭场效应管sr2。
本实施例的具体原理如下所述：
1、次级辅助电源的建立与误差信号的磁隔离传输
脉冲调整单元中，振荡信号(rc信号)与vset电平相比，由比较器u1产生矩形波用于控制三极管q2的通断(频率为开关频率，占空比由vset电平控制)，根据三极管q2的通断情况，变压器t一个周期的磁隔离反馈过程可分为3个工作状态，图11为变压器t在下述三种工作状态的波形图。
1)类正激模式：如图8所示，三极管q2导通时，变压器t的原边承受正向电压并开始励磁，励磁电流从0开始增大，同时二极管d5、d6导通，变压器t向电容c3充电。二极管d3、d4截止，三极管q4截止。初级辅助电源vcc通过变压器t为副边绕组创造了稳定的次级辅助电源vccs，vccs＝vcc-vd5-vd6-vq1(ce)，采样开关二极管sd截止。
2)类反激ccm模式(磁芯复位)：如图9所示，三极管q2关断，变压器t的原边、副边绕组的极性反向，产生反向电动势，二极管d5，d6截止，副边绕组的通路切换，二极管d3，d4导通，三极管q4导通。vd—vb间电压被箝位，电流由绕组vd经二极管d4、三极管q4的eb结(pn结)、电容c2，二极管d3返回绕组vb。变压器t原边的二极管sd导通，电容cs/h采样到变压器t次级传递过来的误差放大信号vea并保持。
vd-vb＝vd4 vq4(eb) vea vd3
va＝vb-vd＝-(vd4 vq4(eb) vea vd3)
vs/h＝va vsd＝-(vd4 vq4(eb) vea vd3) vsd
采样保持信号vs/h为负值，经电平移位电路转换为2.5v左右电平送入pwm控制器n2的内部误差放大器，完成反馈闭环。基准电压vref为移位电路提供正压偏压，再通过分压电阻ria和rib取得合适的vfb电平。
3)类反激dcm模式(磁芯复位之后)：如图10所示，变压器t完成磁复位后，能量全部传送。二极管d5，d6，d3，d4全部截止，三极管q2截止。变压器t残留的漏感l与三级管q2的ce结电容以及线电阻，形成lrc阻尼振荡，漏感能量被耗散。
2.同步整流时序死区控制
利用pwm控制器n2生产的rc信号，在pwm1信号和pwm2信号间产生死区，确保场效应管sr2在初级开关场效应管s1开通之前关断。具体实现过程分析如下：
如图12-13所示，电阻rt和电容ct是配置在pwm控制器n2外围的阻容，用于控制pwm控制器n2的频率和由pwm控制器n2产生的rc三角波。电阻rt和电容ct的乘积决定三角波的频率，在频率相同情况下，若配置的电容ct容量大，则三角波下降沿斜率小，下降时间长；若电容ct容量小，三角波下降沿斜率大，下降时间短。当电容ct信号开始上升时，pwm控制器n2开启pwm输出(即pwm1)，pwm1开始驱动功率变压器t1，将能量传递到次级，至pwm1关闭结束本周期内能量传送，pwm1占空比由环路反馈电路决定。
通过配置不同的rt和ct参数，控制三角波下降沿的斜率，下降沿的时间决定了可供设计的pwm2提前于pwm1的最大死区时间。
利用pwm控制器n2输出的rc信号下降沿，在pwm1信号开启前，提前建立pwm2信号，并通过磁隔离变压器t1将pwm2信号传递至变压器t的次级侧，关断场效应管sr2，形成死区控制；当rc信号下降沿的电平低于比较器u1采样的分压电压vsef时，比较器u1输出低电平，三极管q2导通，变压器t工作。当rc信号进入上升沿且电压大于分压电压vsef时，比较器u1输出高电平，变压器t不工作。因此，利用脉冲调整单元可得到一个提前pwm1信号的同步整流时序控制信号。死区时间δt由电阻rt、电容ct和pwm控制器n2设定的基准电压vref共同决定。
pwm2信号的占空比d除了受比较器u1负输入端vset电平和正输入端配置的rc信号控制以外，在比较器u1输出端，占空比限制电路中的电容c1、电阻r6、r4和r5起限制最大占空比的作用，可限制三极管q2的导通时间；所以，不仅pwm1信号和pwm2信号之间的死区可控，pwm2控制信号的最大占空比也可控。
同步整流控制信号pwm2传递到次级侧，同步整流时序传递单元在场效应管s1开通之前提前关断场效应管sr2，避免变压器t1的初级与次级共通。pwm2信号提前pwm1信号且为高电平时，通过二极管d2后驱动场效应管q3导通，场效应管sr2的栅极被拉低，场效应管sr2关闭。当pwm2信号转为低电平时，三极管q1导通，将场效应管q3栅极拉低，场效应管q3关断，同步整流时序传递单元对场效应管sr2不起作用，可采用自驱动控制sr2导通。
本实用新型通过一个可配置的固定占空比和幅度的窄脉冲信号去驱动一个小型的隔离变压器，并通过二极管的分路电路，使得变压器t工作在不同的工作模式下，完成次级辅助供电电源的建立，达到隔离传送同步整流驱动时序信号和环路反馈信号目的。
本实用新型的有益效果在于：
1、本实用新型采用双向磁隔离反馈电路代替了光耦隔离反馈，避免了光耦寿命、性能退化及批次不一致性对产品设计的影响，能准确实现误差信号的隔离传送，实现高性能的反馈和闭环控制。
2、本实用新型为变压器t副边在输出电压建立前提供了稳定的辅助电源，次级辅助供电与dc/dc输出电压解耦，降低了环路反馈设计的复杂度，降低了软启动设计的难度；同时，利用与输出电压独立的辅助供电可以设计输出恒流控制，为副边提供较准确的过流保护。
3、本实用新型的双向磁隔离反馈单元、脉冲调整单元、同步整流时序传递单元与dc-dc转换单元的耦合度低，双向磁隔离反馈单元可移植性高，不受输入电压、输出电压、功率等因素影响，适用于多种功率下的高可靠高效率的应用场合。
4、利用变压器t将初级驱动时序同时传递到次级，用于同步整流管(场效应管sr2)的开关时序控制，比传统的方案减少了一个用于同步整流时序传送的变压器。
5、变压器t传送的窄脉冲的电压值和占空比固定，不受dc-dc转换单元影响，简化了变压器t的设计难度，可采用小体积磁环。
虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。
在本实用新型的描述中，需要说明的是，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
在本实用新型的描述中，还需要说明的是，术语“上”、“下”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，或者是该实用新型产品使用时惯常摆放的方位或位置关系，仅是为了便于描述本实用新型和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本实用新型的限制。
在本实用新型的描述中，还需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“设置”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本实用新型中的具体含义。
故以上所述仅为本申请的较佳实施例，并非用来限定本申请的实施范围；即凡依本申请的权利要求范围所做的各种等同变换，均为本申请权利要求的保护范围。
1.一种包含同步整流时序传递的双向磁隔离反馈电路，包括双向磁隔离反馈单元，所述双向磁隔离反馈单元包括变压器t、误差采样放大电路与三极管q4，误差采样放大电路的输入端连接dc-dc转换单元输出电压的分压电路，所述三极管q4的基极与误差采样放大电路的输出端连接，发射极连接二极管d4的阴极后连接变压器t副边绕组的异名端，集电极接次级地，变压器t副边绕组的同名端连接二极管d3的阴极后接次级地；变压器原边绕组连接电平转换电路，其特征在于，
还包括脉冲调整单元与同步整流时序传递单元；
所述脉冲调整单元被配置为通过比较器u1的两个输入端分别连接pwm控制器n2产生的振荡信号与基准电压vref的分压电路，输出比pwm1信号提前的窄脉冲到所述变压器t的原边绕组，以通过变压器t传递到次级绕组产生pwm2信号；
所述pwm1信号通过pwm控制器n2产生，pwm控制器n2通过改变外围参数产生pwm1信号与pwm2信号之间的死区时间；
所述同步整流时序传递单元被配置为通过pwm2信号的高电平关断dc-dc转换单元中的同步整流管sr2，通过pwm2信号的低电平导通同步整流管sr2。
2.根据权利要求1所述的一种包含同步整流时序传递的双向磁隔离反馈电路，其特征在于，所述变压器t的副边绕组的异名端依次连接二极管d6的阴极、电容c3后连接二极管d5的阴极以及次级辅助电源vccs，二极管d5的阳极连接变压器t副边绕组的同名端；所述二极管d5的阴极与三极管q4的基极之间连接电阻ron，基极与次级地之间连接有电容c2。
3.根据权利要求1或2所述的一种包含同步整流时序传递的双向磁隔离反馈电路，其特征在于，所述电平转换电路包括二极管sd、电容cs/h、电阻rib、ria，所述变压器t原边绕组的同名端依次串联二极管sd、电阻rib、ria后接入基准电压vref，二极管sd的阴极连接变压器t，阳极通过电容cs/h接地。
4.根据权利要求1或2所述的一种包含同步整流时序传递的双向磁隔离反馈电路，其特征在于，同步整流时序传递单元包括三极管q1与场效应管q3，所述三极管q1的基极连接变压器t的副边绕组的同名端，集电极接次级地，发射极一路连接二极管d2阴极后连接变压器t的副边绕组的同名端，另一路连接场效应管q3的栅极，场效应管q3的源极接次级地；场效应管q3的源极与栅极之间连接有电阻r8，三极管q1的基极与集电极之间连接有电阻r7。
5.根据权利要求1或2所述的一种包含同步整流时序传递的双向磁隔离反馈电路，其特征在于，所述脉冲调整单元还包括占空比限制电路，所述占空比限制电路包括三极管q2，三极管q2的发射极一端连接初级辅助电源vcc，另一端经串联电阻r4、r5连接比较器u1的输出端，基极连接电阻r4、r5的公共端，集电极经电阻r9连接变压器t初级绕组的同名端。
6.根据权利要求5所述的一种包含同步整流时序传递的双向磁隔离反馈电路，其特征在于，所述比较器u1的输出端与三极管q2的基极之间依次连接有电容c1与电阻r6。
7.根据权利要求2所述的一种包含同步整流时序传递的双向磁隔离反馈电路，其特征在于，所述误差采样放大电路包括运放器u2、电容chs、cfs与电阻rf，运放器u2的输出端连接三极管q4的基极，电容chs连接在运放器u2的负输入端与输出端之间，且电容chs的两端并联有相串联的电容cfs与电阻rf，运放器u2的正输入端经电容c0接次级地，负输入端经分压电路连接dc-dc转换单元的输出端。
8.根据权利要求2所述的一种包含同步整流时序传递的双向磁隔离反馈电路，其特征在于，所述误差采样放大电路包括稳压源n1、电容chs、cfs与电阻rf，稳压源n1的正极接次级地，参考端经第二分压电路连接dc-dc转换单元的输出端，电容chs连接在稳压源n1的负极与参考端之间，且电容chs的两端并联有相串联的电容cfs与电阻rf，稳压器n1的负极还一路连接到三极管q4的基极，另一路经电阻r5连接到次级辅助电源vccs。
技术总结