本发明涉及交流采样测量应用，尤其是涉及基于跟踪补偿算法的交流采样装置及其采样补偿方法。
背景技术：
近年来，国民经济的持续发展和人民生活水平的不断提高，推动了电力工业和电器制造业等一系列新兴工业的高速发展，电力系统也得到了飞速发展。在飞速发展的同时，各个行业用电对电能质量的要求越来越高。但是由于系统运行方式和电网结构的日趋复杂，电网始终保持安全稳定运行面临着更为严格的要求。电力系统可靠稳定运行是电力供应的基本保障，数据采集系统是监测电网运行状态的重要组成部分。也就是说，提高电力数据采集的精确度是电网安全稳定的保证
电力系统运行状态变化比较大,尤其是频率发生变化时,对测量精度会产生较大的影响。对于专用测控装置在测量准确度方面已经有很多的研究成果,包括硬件采样技术、软件采样技术,能够减小或者消除频率变化对频率测量的影响。但对于当前电力系统中大量使用的数字式保护测控一体化装置,继电保护功能和测控功能的采样均由一个微处理器实现。除了成本原因,继电保护计算需要数据窗保持稳定不能由于测控功能而影响保护功能的动作行为,这类装置通常不使用变频采样技术来保证测量的精度。为此,必须从其他途径寻求解决方法。对被测电气信号进行交流采样,如果信号周期和采样周期存在整数倍的关系并且采样点间的时间间隔保持一致,则成为同步采样。异步采样实际上是假定电网频率为某一定值,根据这一定值和每周期内的采样点数确定定时器的定时值,以此实现同步。当电网频率与这一定值不符或发生变化时,这种采用固定采样频率的装置会产生测量偏差。如果不对测量偏差进行补偿,最终会形成装置的测量误差,并且,被测模拟量的频率相对额定频率偏离越大,这种误差也越大。然而,如果能根据被测模拟量的采样频率对数值计算的偏差进行有效补偿,能得到满足精度要求的模拟量测量值。
关于交流采样方法，国内外都有较多研究。在电能参数检测中最早使用的是同步采样方法，主要可分为硬件同步和软件同步两种实现方法。美国国家标准局(nbs)的r.s.tuergel于1974年首次提出采用硬件锁相环技术产生同步采样脉冲以实现同步采样，它是基于数值积分实现对功率的测量。由于其先对信号整数分割后采样使得采样周期与信号周期完全同步，被称为同步采样法。虽然该硬件同步方法精度较高，但其电路复杂，调试繁琐且抗干扰能力不强。因此，1982年又出现了软件同步采样的方法，先用软件测出输入信号的频率，然后根据系统要求以定时中断的方式进行同步采样，其具有实现方便、应用灵活、成本低的优势，但其精度却不如硬件同步采样方法。随后，各种其他交流采样方法也相继出现，1982年，美国的m.f.matouka设计了一种用于电气汽车驱动和交流电机测试的数字功率电能表。非同步采样测量的方法的提出克服了同步采样的缺点，扩展基波的频率范围到10khz，谐波的测量范围到100khz。意大利的g.andria提出了加窗函数法，这种方法提高了对电参量测量的准确度。接着，清华大学的戴先中教授开创性地提出综合性能介于同步采样和非同步采样方法之间的准同步采样法，这种方法不要求采样周期与信号周期严格同步，降低了对信号频率和采样时间间隔的要求，但是其计算时所需数据较多导致计算量大，运算时间长，对于要求高实时性的在线交流测量系统不合适。针对软件同步采样会产生周期误差和方法误差的情况出现了一种双速率同步采样法，这种方法可显著改善误差。九十年代初东南大学潘文提出了一种可显著提高的测量准确度的加窗函数法。经过采样测量技术的不断发展出现了许多采样测量新方法，如交错低频采样法、自适应窗函数采样法、无s/h采样法等，最近的发展趋势中小波变换被越来越多地用于功率测量和谐波检测，人工智能技术如神经网络遗传算法等也被广泛地用于谐波和功率测量中。随着数字采样技术的快速发展，高精度的a/d转换器广泛的应用于包括电磁学测量领域内，与其他功率测量的方法相比，采样计算法具有更好的功能和性能扩展性，它不仅可以在硬件方面进行修改，同时可以方便的进行软件功能上的添加如谐波测量等功能。进入21世纪以来，又有几种采样方法相继被提出，如stochastic采样法和自适应窗函数采样方法等。
目前利用采样值测量、分析周期电气信号的理论和算法大多是建立在同步采样基础上的。然而实际工程中的采样很难实现理想的同步，存在着同步误差，使数据分析的准确性和测量的精确度受到影响。例如，用dft或fft测量谐波时，同步误差会产生“频谱泄漏”。对于这一问题，有两种解决方法。一是，在同步误差一定的情况下，通过对采样数据的处理或测量结果的修正来减小测量误差。国内外在这一方面的研究较多，提出了准同步算法、补偿算法和特殊窗法等等多种方法。但这些方法处理过程复杂，需要数倍甚至数十倍地增加测量时间和数据处理时间，因而不易被工程技术人员接受，也难以满足测量实时性的要求，事实上较少被采用。另一种是，可以通过减小同步误差来减小测量误差。目前这方面的研究主要有双速率采样、优化选择采样点数两种方法。这两种方法应用范围都有局限，且前者需与特定的测量算法配合使用，而后者同步精度不稳定。
技术实现要素：
本发明的目的是提供基于跟踪补偿算法的交流采样装置及其采样补偿方法。该方法对谐波进行了抑制，使测量系统大大简化，降低了成本，避免了外加电路的误差，提高了测量的精度。
为了解决上述存在的技术问题。本发明采用的技术方案如下：
基于跟踪补偿算法的交流采样装置，采用标准机箱结构，包括电源、隔离装置、交流采样模块、cpu、监控管理装置、串行接口、dp通讯控制器、dp接口、51单片机、键盘及液晶显示屏，电源提供装置所需的工作电压；cpu采用dsp主要完成与上位机的通讯和与人机界面板的通讯，并进行交流参数的运算；液晶显示屏用于可以显示现实数据以及现实装置的运行状态；电源、交流采样模块、监控管理装置、串行接口、dp通讯控制器均插在cpu主板上，cpu主板插装在机箱底板上；dp接口与dp通讯控制器相连，隔离装置接在dp接口上；液晶显示屏和键盘与51单片机相连组成人机通讯装置，通过连接电缆接到串行接口与cpu进行通讯。
进一步地，所述人机通讯装置通过uart对外通讯，51单片机一路与dsp通信连接，另一路留作调试时使用。
进一步地，所述dsp为t1公司的tms320f206，带有程序、数据和i/o三个相互独立的存储空间，每个存储空间均为64k*16位。
进一步地，所述dp通讯控制器使用siemens公司的spc3，具有1.5kbyte的信息报文存储器，可独立完成全部通信功能。
基于跟踪补偿算法的交流采样装置的采样补偿方法，包括以下步骤：
(1)采用低通滤波器对输入ad的信号进行预处理,以滤除信号中含有的高频干扰信号和谐波。进入ad采样的电压信号中含有直流分量和基波分量,其表达式为：
式中，u0为直流分量，um为幅值，ω为角频率，ω＝2πf，
(2)两边同时对t进行求导得：
当式(1)和式(2)取极值时必有
(3)当式(1)取极值时
umax＝u0 um(4)
umin＝u0-um(5)
式中，umax、umin分别是采样值中的极大值与极小值，则有：
u0＝(umax umin)/2(6)
(4)将式(3)、(4)、(6)代入式(2)中得
即得到频率的计算解析表达式
(5)根据交流模拟量的有效值算式得到有效值的离散算式
式中，n为信号频率变化前的周期采样点数，ak为模拟量k点的采样值
(6)当信号频率出现变化时，若仍采用变化前的采样频率，被测量就会出现较大误差，此时需要确定变化后的信号频率周期采样点数
式中，f为采样频率，n为信号频率变化前的周期采样点数
则信号频率变化后采样误差修正值δt为
(7)根据推算出变化后的周期采样点数，对离散算式进行补偿得到准确的测量值
本发明所具有的优点和有益效果是：
本发明一种基于跟踪补偿算法的交流采样装置不用考虑直流电平的干扰，测量系统得到简化，避免了外加电路的附加误差，使频率的计算结果精度更高。同时，实现了在信号频率变化下，对采样值的高精度跟踪测量。其中交流采样模块采用了一种基于频率计算的跟踪采样补偿方法，对原始电力信号进行多重相关运算，利用信号的相关函数频率不变的特性，对相关函数进行求导，求解极值，得到频率的计算解析表达式。在频率变化时，可以根据计算出的频率偏差利用算法得出信号频率变化后的新采样点数，在对被测量进行补偿修正得到准确的测量值。该装置采用隔离技术，大大提高了交流采样的可靠性，同时采用的补偿算法也大大提高了交流采样的精度。
附图说明
下面结合附图及实施例对本发明进行详细的描述：
图1为低通滤波器输出信号示意图；
图2为信号频率变化后的误差修正示意图；
图3为基于跟踪补偿算法的交流采样装置硬件原理框图。
具体实施方式
为了进一步说明本发明，下面结合附图及实施例对本发明进行详细的描述，但不能将它们理解为对本发明保护范围的限定。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
如图3所示，本发明基于跟踪补偿算法的交流采样装置，采用标准机箱结构，包括电源1、隔离装置2、交流采样模块3、cpu11、监控管理装置4、串行接口5、dp通讯控制器6、dp接口7、51单片机8、键盘9及液晶显示屏10，电源提供装置所需的工作电压；cpu采用dsp主要完成与上位机的通讯和与人机界面板的通讯，并进行交流参数的运算；液晶显示屏用于可以显示现实数据以及现实装置的运行状态；ai板是交流采集板，可根据实际需要设计成不同数量的电压电流输入。电源、交流采样模块、监控管理装置、串行接口、dp通讯控制器均插在cpu主板上，cpu主板插装在机箱底板上；dp接口与dp通讯控制器相连，隔离装置接在dp接口上；液晶显示屏和键盘与51单片机相连组成人机通讯装置，通过连接电缆接到串行接口与cpu进行通讯。本装置设计了8电压、8电流、1电压7电流、4电压4电流四种输入板，每种均为8个通道，装置最大可对24通道的电压电流进行采集。
所述人机通讯装置通过uart对外通讯，51单片机一路与dsp通信连接，另一路留作调试时使用。
所述dsp(digitalsignalprocessor)为t1公司的tms320f206，带有程序、数据和i/o三个相互独立的存储空间，每个存储空间均为64k*16位。
所述dp通讯控制器使用siemens公司的spc3，具有1.5kbyte的信息报文存储器，可独立完成全部通信功能，减少dsp中的软件程序。
本发明整体采用隔离技术，装置对外所有通道均为隔离设计，dp通讯控制器采用光电隔离，输入电源与装置内部所用电源采用dc/dc隔离的电源模块。提高了装置的可靠性。
本发明交流采样模块的设计采用了一种基于频率计算的跟踪采样补偿方法，对原始电力信号进行多重相关运算，利用信号的相关函数频率不变的特性，对相关函数进行求导，求解极值，得到频率的计算解析表达式。在频率变化时，可以根据计算出的频率偏差利用算法得出信号频率变化后的新采样点数，在对被测量进行补偿修正得到准确的测量值。
如图1、2所示，本发明基于跟踪补偿算法的交流采样装置的采样补偿方法，包括以下步骤：
(1)采用低通滤波器对输入ad的信号进行预处理,以滤除信号中含有的高频干扰信号和谐波。进入ad采样的电压信号中含有直流分量和基波分量,其表达式为：
式中，u0为直流分量，um为幅值，ω为角频率，ω＝2πf，
当式(1)和式(2)取极值时必有
(3)当式(1)取极值时
umax＝u0 um(4)
umin＝u0-um(5)
式中，umax、umin分别是采样值中的极大值与极小值，则有：
u0＝(umax umin)/2(6)
(4)将式(3)、(4)、(6)代入式(2)中得
即得到频率的计算解析表达式
(5)根据交流模拟量的有效值算式得到有效值的离散算式
式中，n为信号频率变化前的周期采样点数，ak为模拟量k点的采样值
(6)当信号频率出现变化时，若仍采用变化前的采样频率，被测量就会出现较大误差，此时需要确定变化后的信号频率周期采样点数
式中，f为采样频率，n为信号频率变化前的周期采样点数
则信号频率变化后采样误差修正值δt为
(7)根据推算出变化后的周期采样点数，对离散算式进行补偿得到准确的测量值
虽然本发明已以较佳的实施例公开如上，但其并非用以限定本发明，任何熟悉此技术的人，在不脱离本发明的精神和范围内，都可以做各种改动和修饰，因此本发明的保护范围应该以权利要求书所界定的为准。
1.基于跟踪补偿算法的交流采样装置，采用标准机箱结构，其特征在于：包括电源(1)、隔离装置(2)、交流采样模块(3)、cpu(11)、监控管理装置(4)、串行接口(5)、dp通讯控制器(6)、dp接口(7)、51单片机(8)、键盘(9)及液晶显示屏(10)，电源提供装置所需的工作电压；cpu采用dsp主要完成与上位机的通讯和与人机界面板的通讯，并进行交流参数的运算；液晶显示屏用于可以显示现实数据以及现实装置的运行状态；电源、交流采样模块、监控管理装置、串行接口、dp通讯控制器均插在cpu主板上，cpu主板插装在机箱底板上；dp接口与dp通讯控制器相连，隔离装置接在dp接口上；液晶显示屏和键盘与51单片机相连组成人机通讯装置，通过连接电缆接到串行接口与cpu进行通讯。
2.根据权利要求1所述的基于跟踪补偿算法的交流采样装置，其特征在于：所述人机通讯装置通过uart对外通讯，51单片机一路与dsp通信连接，另一路留作调试时使用。
3.根据权利要求1所述的基于跟踪补偿算法的交流采样装置，其特征在于：所述dsp为t1公司的tms320f206，带有程序、数据和i/o三个相互独立的存储空间，每个存储空间均为64k*16位。
4.根据权利要求1所述的基于跟踪补偿算法的交流采样装置，其特征在于：所述dp通讯控制器使用siemens公司的spc3，具有1.5kbyte的信息报文存储器，可独立完成全部通信功能。
5.根据权利要求1所述的基于跟踪补偿算法的交流采样装置的采样补偿方法，其特征在于包括以下步骤：
(1)采用低通滤波器对输入ad的信号进行预处理,以滤除信号中含有的高频干扰信号和谐波，进入ad采样的电压信号中含有直流分量和基波分量,其表达式为：
式中，u0为直流分量，um为幅值，ω为角频率，ω＝2πf，
当式(1)和式(2)取极值时必有
(3)当式(1)取极值时
umax＝u0 um(4)
umin＝u0-um(5)
式中，umax、umin分别是采样值中的极大值与极小值，则有：
u0＝(umax umin)/2(6)
(4)将式(3)、(4)、(6)代入式(2)中得
即得到频率的计算解析表达式
(5)根据交流模拟量的有效值算式得到有效值的离散算式
式中，n为信号频率变化前的周期采样点数，ak为模拟量k点的采样值
(6)当信号频率出现变化时，若仍采用变化前的采样频率，被测量就会出现较大误差，此时需要确定变化后的信号频率周期采样点数
式中，f为采样频率，n为信号频率变化前的周期采样点数
则信号频率变化后采样误差修正值δt为
(7)根据推算出变化后的周期采样点数，对离散算式进行补偿得到准确的测量值
