本发明属于天线技术领域，涉及一种多频带基站散射抑制天线。
背景技术：
在过去的20多年，数据流量的增长和对移动性的需求推动了移动通信行业的空前发展。无线通信和传感的需求不断增长，导致人们对同时支持不同服务的多频带天线的兴趣日益提升。不同频段的阵列通常共享一个共用的接地板和天线罩，并且不同频段的元件通常会交错以节省空间，然而由于在另一频带的天线元件对一个频带的信号的散射，这些元件的紧密接近会引起辐射方向图的失真。由于低频带(lb)天线元件通常大于高频带(hb)天线元件，因此抑制来自lb元件的hb信号的散射可以显著改善系统的性能。为了抑制跨频带散射,传统的方法是使用金属挡板或墙壁，通过反复试验优化金属挡板的形状，尺寸和位置，以改善两个波段的辐射性能。一些跨频带的散射被减少，但这种设计方法增加了设计的复杂性，特别是即将到来的5g多输出多输入系统(mimo)系统，此系统包含了大量的天线单元，另外，有研究者为了减小多波段阵列中的散射，开发了地幔隐身技术。这种技术利用由图案的超表面层来覆盖一个天线，并使天线在给定的频带内不可见。然而，屏蔽斗篷的形状在很大程度上取决于天线的形状，对于非对称结构的天线，设计屏蔽斗篷是有较大难度的，同时，斗篷体积庞大，进一步限制了其在基站天线系统的实现。
现有多频带基站天线散射抑制的方法多从外部条件来进行消除，如在天线单元之间通过添加金属墙或金属挡板，通过不断试错来调整来优化金属挡板的形状，尺寸和位置，以改善两个波段的辐射性能。或者在阵列单元上方放置在某一频段内不可见的屏蔽超表面层，使天线在某一频段内不可见，由此来达到抑制散射的能力，这几种设计方法都有其共性，通过添加外部的某种条件来改善不同波段的辐射性能，因此尽管可以取得某一方面的效果，但同时增加了天线的加工的难度和尺寸等等，在面对未来的5gmimo系统不能得到广泛的推广。
因此，我们急需一种全新的设计方法来抑制多频带基站天线阵列中的散射问题。
技术实现要素：
鉴于上述提出的缺陷，本发明摈弃了通过添加外部条件来去除多频带基站天线中的散射问题，通过对天线结构进行重新设计，从内部本质上移除跨频带之间的散射现象。技术方案为：
一种多频带基站散射抑制天线，包括高频带双极化天线和低频带双极化天线，其中，
所述高频带双极化天线的工作频带为1.7-3.0ghz，设置4个；所述低频带双极化天线的工作频带为0.69-0.96ghz，由2个交叉的偶极子组成，在高频带双极化天线的上方，高频带双极化天线和低频带双极化天线之间的间距小于低频带双极化天线所对应的四分之一波长，在低频带双极化天线上设置等间距的若干开口槽，在偶极子的两侧对称开口，开口槽为矩形，宽为1-1.5mm，长为4-6mm，若干开口槽的宽度之和与偶极子臂长之比大于0.16。
优选地，若干所述开口槽之间间距与偶极子的臂长之比大于0.048。
优选地，所述高频带双极化天线的形状为矩形。
优选地，所述低频带双极化天线的形状为矩形。
与现有技术相比，本发明通过对多频带基站天线阵列中低频带双极化天线进行结构改进，通过在低频带双极化天线的偶极子臂上进行挖槽，中间者保留细长的金属贴片进行连接的方法，减少了高频电流的移动距离，使高频信号沿偶极子臂流向两边而无法形成定向辐射，减少了低频带双极化天线上的高频信号对高频带双极化天线的散射作用。同时保留下来的金属贴片构成了低频电流的桥梁，因此尽管低频带双极化天线经过了挖槽处理，但低频带双极化天线在低频端的等效长度没有变，而对于高频电流则有较大的抑制作用，因此这种设计方法从本质上隔绝了散射问题的产生，其结果得到仿真确定。
本发明没有采用外部方法，如加金属墙或屏蔽隔离罩来隔绝多频带基站天线阵列中的散射问题，而是重新设计多频带基站阵列中的低频带双极化天线，在其偶极子臂的两端进行挖槽处理，同时保留中间的金属贴片进行连接。通过这种简单的设计方式，不仅抑制了低频带双极化天线上的高频电流的定向流动，防止其高频电流损坏高频带双极化天线原有的方向图，同时保留低频带双极化天线原有的辐射方向图，结构设计简单，易于加工。
附图说明
图1为二元耦合振子天线示意图；
图2为现有技术中多频带基站天线的结构示意图；
图3为本发明实施例的多频带基站散射抑制天线的结构示意图；
图4为本发明实施例的多频带基站散射抑制天线的开口槽结构示意图；
图5为现有技术中多频带基站天线的高频电流分布图；
图6为本发明实施例的多频带基站散射抑制天线的高频电流分布图；
图7(a)为现有技术中高频带双极化天线单独馈电时2.5ghz、3.0ghz的方向图；
(b)为现有技术中高频带双极化天线和无开口槽的低频带双极化天线共存时2.5ghz、3.0ghz的方向图；
(c)为本发明实施例的多频带基站散射抑制天线为高频带双极化天线和带开口槽的低频带双极化天线共存时2.5ghz、3.0ghz的方向图；
图8(a)为本发明实施例的有开口槽低频双极化天线单独馈电时的辐射方向图；
(b)为现有技术中的无开口槽低频双极化天线单独馈电时的辐射方向图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
相反，本发明涵盖任何由权利要求定义的在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。进一步，为了使公众对本发明有更好的了解，在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。
图中标号含义：1:低频双极化天线(lb)；2:高频双极化天线(hb)；
3：地面；41：偶极子天线1；42：偶极子天线2；
l1:偶极子天线1的长度；l2:偶极子天线2的长度；
i1:偶极子天线1上的电流；i2：偶极子天线2上的电流；
ez11:偶极子1自身的电场；ez12:偶极子2对偶极子1产生的电场；
ez22:偶极子2自身的电场；ez21:偶极子1对偶极子2产生的电场；
u1:偶极子1的电压源；u2：偶极子2的电压源。
参见图1，所示为二元耦合振子天线示意图，相距较近的天线之间将发生很强的电磁耦合，他们周围的电磁场要发生变化，每个天线上的电流，辐射功率和输入功率也将发生改变，当振子1(即偶极子天线1——41)单独存在时，它在电源的激励下产生电流i1，并建立满足本身边界条件的电磁场，设其表面的切向电场为ez11。在振子1的附近放置振子2(即偶极子天线2——42)，此时，振子2上电流将在振子1的表面产生切向电场ez12。此时振子1的表面的总切向电场为ez1＝ez11 ez12,在振子2影响下，振子1的总辐射功率为
式中,
其中，
p11是振子1单独存在时的辐射功率，成为自辐射功率；
p12是由振子2的影响，在振子1上的感应电动势[-ez12dz1]产生的功率，成为感应辐射功率。
同理，可得在振子1影响下振子2的总辐射功率为
pr2＝p21 p22(4)
式中，
其中，
p22是振子2单独存在时的自辐射功率；
p21是由振子1的影响，在振子2上的感应电动势[-ez21dz2]产生的感应辐射功率。
设振子1和2上电流的波腹值分别为i1m和i2m,由式(1)和(4)得
则
式中，pr1为振子1的总辐射功率
pr2为振子2的总辐射功率
根据互易原理可得z12＝z21。
由
本发明的多频带基站散射抑制天线，包括高频带双极化天线和低频带双极化天线，其中，
所述高频带双极化天线的工作频带为1.7-3.0ghz，设置4个；所述低频带双极化天线1的工作频带为0.69-0.96ghz，由2个交叉的偶极子组成，在高频带双极化天线2的上方，高频带双极化天线2和低频带双极化天线1之间的间距小于低频带双极化天线1所对应的四分之一波长，在低频带双极化天线1上设置等间距的若干开口槽11，在偶极子的两侧对称开口，开口槽11为矩形，宽为1-1.5mm，长为4-6mm，若干开口槽11的宽度之和与偶极子臂长之比大于0.16。具体实施例中，若干所述开口槽11之间间距与偶极子的臂长之比大于0.048。高频带双极化天线2的形状为扇形或矩形。
本发明的多频带基站阵列天线单元由4个工作频带为1.7-3.0ghz的高频带双极化天线2(hb2)和一个工作频带为0.69-0.96ghz的低频带双极化天线1(lb1)组成，该工作频带覆盖了绝大部分3g,4g移动通讯系统的工作频段，其中lb1位于4个hb2之间，两个hb2列构成两个hb2子阵列，他们通过功率分配器同时馈电。从图3中看出lb1与hb2重叠，lb1与hb2之间的间距很小，可以为66mm,远小于lb1所对应的四分之一波长93.75mm，一般根据hb2仿真图是否有畸变来判断是否存在散射，且lb1覆盖在hb2的上方。当hb2被激化时，会在lb1上感应出hb2电流，该hb2电流在高频处辐射出不需要的信号，此散射信号会导致hb2辐射方向图的严重失真。因此，如何抑制lb1上的hb2电流，减少高频天线和低频天线之间的成为本设计的重点问题。
在lb1上的两边进行了开口槽11，单个开口槽11宽度为1mm，长度为5mm，开口槽11总宽度为16mm，一偶极子臂长度为96.7mm，挖槽总宽度与偶极子臂长度之比大于0.16有较为理想的效果，中间则保留较短的金属贴片12进行连接，金属贴片12尺寸可以为长1mm，宽1mm。通过这种连续(开口槽11间距4.7mm，与lb1整体长度的比例大于0.048)的挖槽，可以有效缩短高频电流在lb1上的流动距离，减少了诱发的高频信号在lb1上的定向流动，使lb1上的高频信号无法形成有效的辐射，因此减小了对hb2的散射作用。同时，保留下来的金属贴片12允许低频信号的通过，从而保留了lb1的工作频带没有较大的移动。另一方面我们可以通过略微添加偶极子的长度使天线的谐振频点回到我们的工作频带，这并没有添加高频信号在lb1上的移动距离。为了验证我们设计方法对高频hb2的散射抑制效果，我们分别仿真了hb2在2.5ghz进行馈电时，其高频信号在lb1上诱导的高频电流分布图。同时我们也仿真hb2在不同频带的点辐射方向图，其中针对不同的频点，我们分别给出了hb2在单独激发时的反向图，添加未挖槽lb1时的方向图以及添加有挖槽lb1时的方向图，经过不同频点，不同处理方法的方向图对比得出我们本设计方式的结果，最后我们也仿真了同等长度的lb1在进行挖槽与未进行挖槽设计时的辐射方向图。
参见图5和图6，在hb2被激发时，其lb1表面被hb2的高频电磁波诱导出了高频电流。从图5中可以看出，当偶极子未进行挖槽时，高频电流形成了定向的流动方向，其流动方向与低频信号的极化方向相同或相反，因此当与hb2的高频信号进行叠加时会影响hb2的辐射方向，而使原来的hb2的辐射方向图恶化。而从图6中我们看出，当lb1进行挖槽时，其诱导出的高频信号没有形成定向的移动方向，其绝大部分电流因为挖槽的原因而向两边散开，因此没有形成较强的定向辐射，在于hb2的高频信号进行叠加时，自然对其hb2的高频信号影响很小，保留了hb2稳定的辐射方向图。
在图7(a)、(b)、(c)中分别展示了hb2在与lb1不同条件下的辐射方向图，其中我们选取了工作频点为2.5ghz和3.0ghz两个频点的方向图，其中图7(a)分别为hb2单独馈电时2.5ghz、3.0ghz的方向图；图7(b)为hb2和未开口槽11lb1共存时2.5ghz、3.0ghz的方向图；图7(c)为hb2和带开口槽11lb1共存时2.5ghz、3.0ghz的方向图；
从图7(b)两个不同频点的方向图可以看出，当hb2与未开口槽11共存时，其辐射方向图与图7(a)所示辐射方向图的上端有较为明显的变化，说明当hb2工作时的高频信号在lb1上引起了高频电流，且该电流最终影响了hb2原有的辐射方向图。
从图7(c)两个不同频点的方向图可以看出，当hb2与挖槽共存时，其辐射方向图与图7(a)所示辐射方向图的上端基本类似，其方向图的细微畸变在可以接受的范围，或者可以通过进一步优化模型而改善。说明当hb2工作时的高频信号在lb1上引起的高频电流没有很大程度上改变hb2的辐射方向，其多频带基站天线阵列中的散射抑制取得了良好的效果，说明通过在lb1上进行挖槽处理有助于减小lb1与hb2的互耦作用，因此可以减小其散射效应。
图8(a)和图8(b)分别为lb1在同等长度下带开口槽11，与未开口槽11的辐射方向图，其结果可以看出两者辐射方向图基本没变，其工作频点没有较大移动，进一步证明了在lb1上进行挖槽与未挖槽时，其工作频点不会较大移动，同时在射频领域，中间保留的细长金属贴片12在低频时可以认为是短路，在高频时由于其电感效应增强，可以认为是开路，所以hb2在lb1上诱导的高频电流不会形成较为明显的如图5所示的定向电流，而是如图6所示向两边散开。这是从设计结构上的一点解释。
综上所述，在lb1上进行挖槽有助于多频带基站天线阵列中的散射抑制问题，同时设计结构简单，从事物的本质上消除了这一现象。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
1.一种多频带基站散射抑制天线，其特征在于，包括高频带双极化天线和低频带双极化天线，其中，
所述高频带双极化天线的工作频带为1.7-3.0ghz，设置4个；所述低频带双极化天线的工作频带为0.69-0.96ghz，由2个交叉的偶极子组成，在高频带双极化天线的上方，高频带双极化天线和低频带双极化天线之间的间距小于低频带双极化天线所对应的四分之一波长，在低频带双极化天线上设置等间距的若干开口槽，在偶极子的两侧对称开口，开口槽为矩形，宽为1-1.5mm，长为4-6mm，若干开口槽的宽度之和与偶极子臂长之比大于0.16，小于0.24。
2.根据权利要求1所述的多频带基站散射抑制天线，其特征在于，低频双极化天线的若干所述开口槽之间间距与其偶极子的臂长之比大于0.048。
3.根据权利要求1所述的多频带基站散射抑制天线，其特征在于，所述高频带双极化天线的形状为矩形。
4.根据权利要求1所述的多频带基站散射抑制天线，其特征在于，所述低频带双极化天线的形状为矩形。
技术总结