本发明涉及无线供电领域，具体地，涉及电动汽车大功率动态无线供电系统接收端多模块sipo电路拓扑及控制方法。
背景技术：
目前市面上的大功率动态无线供电系统接收端能量变换电路方案普遍存在以下问题：
1.动态无线供电系统的基本结构如图1所示，分为原边系统(地面部分)与副边系统(车载部分)两大部分。在大功率应用中，通常要使副边无线电能传输技术系统输出的感应电压足够高以满足传输功率与效率的需求。但是由于电力电子器件的电压应力阈值和成本的限制，副边电能管理部分的输入电压一般要限制在一定的范围之内。
2.图2所示的两种典型的应用在大功率无线供电系统中的副边能量管理电路结构，图2(a)中dc-dc变换模块中通常使用igbt或功率mosfet作为开关器件，图2(b)中使用可控整流模块作为能量管理电路的主要模块，通常使用mosfet作为开关器件。这两种器件由于现有制造技术的限制，其功率容量与频率存在交叉限制，不能实现电动汽车大功率高效率的能量输出。
3.动态无线供电系统中，由于原副边线圈的位置随车辆运动而实时变化，其副边耦合的电压波动较大，因而高频整流模块有着宽范围的电能输入需求。在相同的输出功率等级下，高频整流输入可承受的输入电压越低，接收端线圈中运行的平均电流越大，不利于提升系统传输效率，也不利于接收端线圈的轻薄化与小型化，长期运行时的安全性和经济性也就越差。
技术实现要素：
本发明的目的是为了解决目前电动汽车，自动导引车(agv)，轨道交通等对象的动态无线供系统存在传输效率低，接收端模块过大，安全性和经济性差等问题，提出了一种电动汽车大功率动态无线供电系统接收端多模块sipo电路以及控制方法。
本发明是通过以下技术方案实现的，本发明提出了电动汽车大功率动态无线供电系统接收端多模块sipo电路拓扑，所述sipo电路是一种基于可控整流电路的输入串联、输出并联的副边能量管理电路；所述电路拓扑结构具体包括磁耦合机构和补偿拓扑，接收端电能变换器和负载；所述磁耦合机构和补偿拓扑与接收端电能变换器相连接，接收端电能变换器与负载相连接；所述接收端电能变换器包含第一组电能变换模块和第二组电能变换模块，第一组电能变换模块包含h桥，变压器和可控整流电路单元；所述h桥与变压器相连接，变压器与可控整流电路单元相连接，第二组电能变换模块与第一组电能变换模块的结构相同。
进一步地：第一组电能变换模块中的h桥和第二组电能变换模块中的h桥串联连接，串联的两组h桥中每组h桥均包含4个igbt管，4个igbt管成h型。
进一步地：每个可控整流单元均包括两个igbt管和电容；所述电容的一端和变压器连接，另一端与并联的两个igbt管连接，所述igbt管的另一端和变压器连接。
进一步地：负载为电动汽车电池或电池和电机。
进一步地：磁耦合机构为线圈绕制的电感；补偿拓扑由电容或电感和电容组成。
本发明还提出一种应用于电动汽车大功率动态无线供电系统接收端多模块sipo电路拓扑的控制方法，谐振线圈接收的电能经两路串联的全桥电路输入电能变换器；通过调整两组接收端电能变换模块同时开通一组igbt实现两个接收端输入侧同时导通，此时四个igbt分担接收端输出电压应力，提升了一倍接收端电压输入上限；所述控制方法包含重载工况下的工作状态以及轻载工况下的工作状态；重载工况下的工作状态同时开通两组电能变换模块，轻载工况下的工作状态仅开通一组电能变换模块。
进一步地，在重载工况下分为两种工作状态：
(1)工作状态1，pwm1处于低电平，pwm2处于高电平，第一组电能变换模块中igbt管s2、s3、s5导通，s1、s4、s6关断；第二组电能变换模块中igbt管s8、s9、s11导通，s7、s10、s12关断；
(2)工作状态2，pwm1处于高电平，pwm2处于低电平，第一组电能变换模块中igbt管s2、s3、s5关断，s1、s4、s6导通；第二组电能变换模块中igbt管s8、s9、s11关断，s7、s10、s12导通。
进一步地，在轻载工况下分为两种工作状态：
(1)工作状态3，pwm1处于高电平，pwm2处于低电平，第一组电能变换模块中igbt管s2、s3、s5关断，s1、s4、s6导通；第二组电能变换模块中igbt管s8、s9导通，s7、s10、s12、s11均关断，第二组电能变换模块不输出；
(2)工作状态4，pwm1处于高电平，pwm2处于低电平，第一组电能变换模块中igbt管s2、s3、s5关断，s1、s4、s6导通；第二组电能变换模块中igbt管s7、s10导通，s12、s8、s9、s11均关断，第二组电能变换模块不输出。
附图说明
图1为现有技术中动态无线供电系统基本结构示意图；
图2为现有技术中两种典型的副边能量管理电路结构示意图；其中(a)为使用dc-dc模块的副边能量管理电路结构，(b)为使用dc-dc模块的副边能量管理电路结构；
图3为基于可控整流电路的sipo副边能量管理结构示意图；
图4为sipo的重载工作状态示意图；
图5为sipo的轻载工作状态示意图；
图6为重载工作状态下igbt管的两种工作状态，其中(a)为工作状态1，(b)为工作状态2；
图7为重载工作状态下输入电流，pwm控制信号和空载电压图；
图8为轻载工作状态下igbt管的两种工作状态，其中(a)为工作状态3，(b)为工作状态4；
图9为轻载工作状态下输入电流、pwm控制信号和空载电压图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例附图对本发明实施例的技术方案进行清楚、完整地描述。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本，但不以任何形式限制本。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，在没有做出创造性进步前提下所提出的实施例。这些都属于本发明的保护范围。
本发明的目的是为了解决目前电动汽车，自动导引车(agv)，轨道交通等对象的动态无线供系统存在传输效率低，接收端模块过大，安全性和经济性差等问题，提出了电动汽车大功率动态无线供电系统接收端多模块sipo电路以及其控制方法。
其中大功率指20kw-200kw功率范围内的的应用环境。
结合图1-图9，本发明是通过以下技术方案实现的，本发明提出了：电动汽车大功率动态无线供电系统接收端多模块sipo电路拓扑，所述sipo电路是一种基于可控整流电路的输入串联、输出并联的副边能量管理电路；所述电路拓扑结构具体包括磁耦合机构和补偿拓扑，接收端电能变换器和负载；所述磁耦合机构和补偿拓扑与接收端电能变换器相连接，接收端电能变换器与负载相连接；所述接收端电能变换器包含第一组电能变换模块和第二组电能变换模块，第一组电能变换模块包含h桥，变压器和可控整流电路单元；所述的h桥与变压器相连接，变压器与可控整流电路单元相连接，第二组电能变换模块与第一组电能变换模块的结构相同。
第一组电能变换模块中的h桥和第二组电能变换模块中的h桥串联连接，串联的两组h桥中每组h桥均包含4个igbt管，4个igbt管成h型。
每个可控整流单元均包括两个igbt管和电容；所述电容的一端和变压器连接，另一端与并联的两个igbt管连接，所述igbt管的另一端和变压器连接。
负载为为电动汽车电池或电池和电机。磁耦合机构为线圈绕制的电感；所述补偿拓扑由电容或电感和电容组成。
本发明还提出一种电动汽车大功率动态无线供电系统接收端多模块sipo电路拓扑的控制方法，谐振线圈接收的电能经两路串联的全桥电路输入电能变换器；通过调整两组接收端电能变换模块同时开通一组igbt实现两个接收端输入侧同时导通，此时四个igbt分担接收端输出电压应力，提升了一倍接收端电压输入上限；且在逆变桥满占空比运行时，开关器件处于软开关状态，逆变效率高。
但由于接收端输出电压阈值范围与电流(功率)需求，故接收端输出侧采用并联输出结构，增大接收端充电电流能力。通过控制输出侧的可控整流电路，控制输出功率。
同时，双接收端变换器磁路独立，可分别控制输出功率，增大输出功率的控制灵活性，有效地提升接收端功率调节范围，并具有更高的安全性和容错性(冗余)。在顶层进行双模块协同控制，可进一步提高系统的扩展能力与鲁棒性。
所述控制方法包含重载工况下的工作状态以及轻载工况下的工作状态；重载工况下的工作状态同时开通两组可控整流单元，轻载工况下的工作状态仅开通一组可控整流单元。
如图4所示在重载工况下开通两组可控整流输出，在低开关损耗下实现大功率下的高效率运行；电能输入侧为两组串联的igbt管，输出侧两组并联输出的可控整流电路可以独立工作，输出侧两路可控整流分别控制输出功率，可实现在不同功率等级下的最优化运行。
图6所示为系统重载工况下的两种典型的工作状态，通过控制igbt管时序使输出电流始终为同一方向的电流，为电池负载充电。同时通过pwm进行可控整流实现输出功率控制。
(1)工作状态1，pwm1处于低电平，pwm2处于高电平，第一组电能变换模块中igbt管s2、s3、s5导通，s1、s4、s6关断；第二组电能变换模块中igbt管s8、s9、s11导通，s7、s10、s12关断；
(2)工作状态2，pwm1处于高电平，pwm2处于低电平，第一组电能变换模块中igbt管s2、s3、s5关断，s1、s4、s6导通；第二组电能变换模块中igbt管s8、s9、s11关断，s7、s10、s12导通。
如图5所示在轻载工况下仅开通一组可控整流输出，提高输出效率。
图8为轻载状态下仅有一组模块输出下的电能变换模块独立工作下的另外两种典型的工作状态：
(1)工作状态3，pwm1处于高电平，pwm2处于低电平，第一组电能变换模块中igbt管s2、s3、s5关断，s1、s4、s6导通；第二组电能变换模块中igbt管s8、s9导通，s7、s10、s12、s11均关断，第二组电能变换模块不输出；
(2)工作状态4，pwm1处于高电平，pwm2处于低电平，第一组电能变换模块中igbt管s2、s3、s5关断，s1、s4、s6导通；第二组电能变换模块中igbt管s7、s10导通，s12、s8、s9、s11均关断，第二组电能变换模块不输出。
图6的状态1和2与图8的状态3和4共同构成电能变换模块下的四种典型工作状态，通过控制igbt管时序使输出电流始终为同一方向的电流，为电池负载充电。同时通过pwm进行可控整流，分别控制两组接收端变换器输出，实现输出功率控制
以上对本发明所提供的一种电动汽车大功率动态无线供电系统接收端多模块sipo电路拓扑及控制方法，进行了详细介绍，本文中对本发明的原理和实施方式进行了阐述，以上的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。
1.电动汽车大功率动态无线供电系统接收端多模块sipo电路拓扑，其特征在于：所述sipo电路是一种基于可控整流电路的输入串联、输出并联的副边能量管理电路；所述电路拓扑结构具体包括磁耦合机构和补偿拓扑，接收端电能变换器和负载；所述磁耦合机构和补偿拓扑与接收端电能变换器相连接，接收端电能变换器与负载相连接；所述接收端电能变换器包含第一组电能变换模块和第二组电能变换模块，第一组电能变换模块包含h桥，变压器和可控整流电路单元；所述h桥与变压器相连接，变压器与可控整流电路单元相连接，第二组电能变换模块与第一组电能变换模块的结构相同。
2.根据权利要求1所述的电路拓扑，其特征在于：第一组电能变换模块中的h桥和第二组电能变换模块中的h桥串联连接，串联的两组h桥中每组h桥均包含4个igbt管，4个igbt管成h型。
3.根据权利要求1所述的电路拓扑，其特征在于：每个可控整流电路单元均包括两个igbt管和电容；所述电容的一端和变压器连接，另一端与并联的两个igbt管连接，两个所述igbt管的另一端均与变压器连接。
4.根据权利要求1所述的电路拓扑，其特征在于：所述负载为电动汽车电池或电池和电机。
5.根据权利要求1所述的电路拓扑，其特征在于：所述磁耦合机构为线圈绕制的电感；所述补偿拓扑由电容或电感和电容组成。
6.一种如权利要求1-5中任一项所述的应用于电动汽车大功率动态无线供电系统接收端多模块sipo电路拓扑的控制方法，其特征在于：谐振线圈接收的电能经两路串联的全桥电路输入电能变换器；通过调整两组接收端电能变换模块同时开通一组igbt实现两个接收端输入侧同时导通，此时四个igbt分担接收端输出电压应力，提升了一倍接收端电压输入上限；所述控制方法包含重载工况下的工作状态以及轻载工况下的工作状态；重载工况下的工作状态同时开通两组电能变换模块，轻载工况下的工作状态仅开通一组电能变换模块。
7.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，在重载工况下分为两种工作状态：
(1)工作状态1，pwm1处于低电平，pwm2处于高电平，第一组电能变换模块中igbt管s2、s3、s5导通，s1、s4、s6关断；第二组电能变换模块中igbt管s8、s9、s11导通，s7、s10、s12关断；
(2)工作状态2，pwm1处于高电平，pwm2处于低电平，第一组电能变换模块中igbt管s2、s3、s5关断，s1、s4、s6导通；第二组电能变换模块中igbt管s8、s9、s11关断，s7、s10、s12导通。
8.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，在轻载工况下分为两种工作状态：
(1)工作状态3，pwm1处于高电平，pwm2处于低电平，第一组电能变换模块中igbt管s2、s3、s5关断，s1、s4、s6导通；第二组电能变换模块中igbt管s8、s9导通，s7、s10、s12、s11均关断，第二组电能变换模块不输出；
(2)工作状态4，pwm1处于高电平，pwm2处于低电平，第一组电能变换模块中igbt管s2、s3、s5关断，s1、s4、s6导通；第二组电能变换模块中igbt管s7、s10导通，s12、s8、s9、s11均关断，第二组电能变换模块不输出。
技术总结