本发明涉及无线电能传输技术领域，特别是涉及一种无线电能传输装置。
背景技术：
目前，大部分电气设备都是通过电缆从电网中获得电能，但这种物理连接方式存在“有线”的束缚，导致使用不便且受到应用场合限制。近年来，在无人驾驶、自动泊车、电动汽车等应用迅速发展的趋势下，无线电能传输(wirelesspowertransfer,wpt)技术得到了较多的关注。这项电力电子新技术具有使用便捷、环境适应度高的优点，可以克服传统的导体接触式电能传输带来的火花、磨损、噪音等缺陷。
一种应用广泛的无线电能传输装置是在原副边均使用全桥电路，该拓扑结构完备且具备等效负载变换能力，通过对原副边开关管驱动信号移相角的控制，实现恒压、恒流、恒功率等传输特性，并可通过改变副边等效到原边后的等效负载，实现对最优效率的追踪。在系统设计时，一般采用线圈完全对准时的参数，此时线圈之间的互感为某一定值。而在实际中，用电设备放置位置通常具有不确定性，这会使得线圈之间的互感出现变化。
其中，互感降低的极端情况，等同于原边线圈单独工作的工况。另一方面，副边短路也是常见的严重故障之一，电池故障、变换器直通等都会造成这一情况。充电装置对参数变化和系统故障的容错能力直接影响到装置的可靠性。为提高系统的可靠性，目前较好的方案是对谐振网络的原副边均采用lcc(inductor-capacitor-capacitor)拓扑。
在上述方案下，工业界和学术界遇到的共同难点是原边和副边控制信号的同步问题。由于原边和副边是两套独立的控制系统，虽然数字信号处理器(digitalsignalprocessor,dsp)在高分辨率脉宽调制模式(highresolutionpulsewidthmodulator，hrpwm)下的频率精度比较高，可以达到0.002％的频率精度(tms320f28335)，但由于系统自身工作频率很高，100khz的控制信号会在原边和副边之间产生2hz的频率偏差，这将导致谐振电压间出现周期变化的相位差，输出电流和输出功率将出现周期振荡现象，这对于需要为用电设备提供稳定电源的wpt系统来说是不能接受的。目前主要是通过引入外部时钟或辅助设备等方法进行同步，成本较高且需要额外的信号调理电路，对硬件和控制算法的要求很高。此外，为避免全桥电路同一桥臂的上、下功率开关直通，需要在驱动信号中加入死区时间，这可能会导致死区效应，增大开关损耗，影响电能质量和系统的稳定性。目前，解决死区问题的方法主要有三类：死区效应最小化控制、死区补偿控制和无死区控制，其成本均较高。
技术实现要素：
基于此，本发明的目的是提供一种无线电能传输装置，以实现对小功率电气设备无线充电。
为实现上述目的，本发明提供了一种无线电能传输装置，所述装置包括：
直流稳压电源、全桥逆变电路、磁耦合谐振电路、半无桥有源整流器、负载装置、电流传感器、电压传感器和控制器；所述直流稳压电源依次通过所述全桥逆变电路、所述磁耦合谐振电路和所述半无桥有源整流器连接；所述控制器分别与所述电流传感器、所述电压传感器、所述半无桥有源整流器中第五开关管的第二端和第六开关管的第二端连接；
所述半无桥有源整流器包括：第一二极管、第二二极管、第五开关管、第六开关管和第六电容，所述第一二极管的阴极分别与第二二极管的阴极、所述第六电容的一端和所述负载装置的一端连接，所述第一二极管的阳极和所述第五开关管的第一端连接，所述五开关管的第三端分别与所述第六开关管的第三端、所述第六电容的另一端和所述负载装置的另一端连接，所述第二二极管的阳极与所述第六开关管的第一端连接，所述第一二极管的阳极、所述第五开关管的第一端所述第二二极管的阳极和所述第六开关管的第一端分别与所述磁耦合谐振电路连接；
所述电流传感器用于采集负载输出电流；所述电压传感器用于采集负载输出电压；所述控制器用于根据所述负载输出电流和所述负载输出电压控制所述第五开关管和所述第六开关管的工作状态。
可选地，所述控制器包括：
选择模块，用于选择电能传输模式；当所述电能传输模式为恒流传输模式时，则获取所述电流传感器采集的负载输出电流；当所述电能传输模式为恒压传输模式时，则获取所述电压传感器采集的负载输出电压；
第一判断模块，用于判断所述负载输出电流是否小于设定电流值；如果所述负载输出电流小于设定电流值，则第t时刻的占空比为dt＝dt-1-δd，其中，δd为占空比增量；如果所述负载输出电流大于或等于设定电流值，则第t时刻的占空比为dt＝dt-1 δd；
第二判断模块，用于判断所述负载输出电压是否小于设定电压值；如果所述负载输出电压小于设定电压值，则第t时刻的占空比为dt＝dt-1-δd；如果所述负载输出电压大于或等于设定电压值，则第t时刻的占空比为dt＝dt-1 δd；
执行模块，用于根据第t时刻的占空比控制所述第五开关管和所述第六开关管的工作状态。
可选地，所述全桥逆变电路包括：
第一电容、第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；所述直流稳压电源的正极分别与所述第一电容的一端、所述第一开关管的第一端、所述第三开关管的第一端连接，所述直流稳压电源的负极分别与所述第一电容的另一端、所述第二开关管的第三端和所述第四开关管的第三端连接，所述第一开关管的第三端和所述第二开关管的第一端连接，所述第三开关管的第三端和所述第四开关管的第一端连接。
可选地，所述磁耦合谐振电路包括：
第一电感、第二电感、第二电容、第三电容、变压器、第四电容和第五电容；
所述第一电感的一端与所述第一开关管的第三端连接，所述第一电感的另一端分别与所述第二电容的一端和所述第三电容的一端连接，所述第二电容的另一端分别与所述第三开关管的第三端、所述变压器的第二端连接，所述第三电容的另一端与所述变压器的第一端连接，所述变压器的第三端和所述第四电容的一端连接，所述第四电容的另一端分别与所述第五电容的一端和所述第二电感的一端连接，所述第五电容的另一端分别与所述变压器的第四端和所述第六开关管的第一端连接，所述第二电感的另一端与所述第五开关管的第一端连接。
可选地，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管、所述第四开关管、所述第五开关管和所述第六开关管均为mosfet，所述第一端为漏极，所述第二端为栅极，所述第三端为源极。
可选地，所述mosfet的型号为c2m0080120d。
可选地，所述控制器为tms320f28335。
可选地，所述直流稳压电源的额定电压为220v。
根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：
本发明公开一套适用于小功率电气设备充电场合的无线电能传输装置，降低了功率器件的开关损耗和导通损耗，有利于功率器件的选型和散热处理，且无需考虑原副边控制信号的同步问题，能够为便携式电子设备无线充电，具有结构紧凑、体积小、重量轻、成本低等优点。另外，无线电能传输装置能够同时实现电能与信息的同时传输，无需安装额外的通讯模块，且系统的电压增益小，适用于高压转低压的应用，有较高效率。另外，在给出的主要元器件参数下，通过占空比的控制，可以实现输出电压0v到120v的连续控制。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例无线电能传输装置原理图；
图2为本发明实施例控制方法流程图；
图3为本发明实施例负载短路故障时关键电气量仿真波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明的目的是提供一种无线电能传输装置，以实现对小功率电气设备无线充电。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
如图1所示，本发明公开一种无线电能传输装置，所述装置包括：直流稳压电源vi、全桥逆变电路、磁耦合谐振电路、半无桥有源整流器、负载装置rl、电流传感器、电压传感器和控制器；所述直流稳压电源vi依次通过所述全桥逆变电路、所述磁耦合谐振电路和所述半无桥有源整流器连接；所述控制器分别与所述电流传感器、所述电压传感器、所述半无桥有源整流器中的第五开关管s5的第二端和所述半无桥有源整流器中的第六开关管s6连接。所述电流传感器用于采集负载输出电流；所述电压传感器用于采集负载输出电压；所述控制器用于根据所述负载输出电流和所述负载输出电压控制所述第五开关管s5和所述第六开关管s6的工作状态。
所述半无桥有源整流器包括：第一二极管d1、第二二极管d2、第五开关管s5、第六开关管s6和第六电容c0，所述第一二极管d1的阴极分别与第二二极管d2的阴极、所述第六电容c0的一端和所述负载装置rl的一端连接，所述第一二极管d1的阳极和所述第五开关管s5的第一端连接，所述五开关管的第三端分别与所述第六开关管s6的第三端、所述第六电容c0的另一端和所述负载装置rl的另一端连接，所述第二二极管d2的阳极与所述第六开关管s6的第一端连接，所述第一二极管d1的阳极、所述第五开关管s5的第一端、所述第二二极管d2的阳极和所述第六开关管s6的第一端分别与所述磁耦合谐振电路连接。
作为一种实施方式，本发明所述全桥逆变电路包括：第一电容ci、第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3和第四开关管s4；所述直流稳压电源vi的正极分别与所述第一电容ci的一端、所述第一开关管s1的第一端、所述第三开关管s3的第一端连接，所述直流稳压电源vi的负极分别与所述第一电容ci的另一端、所述第二开关管s2的第三端和所述第四开关管s4的第三端连接，所述第一开关管s1的第三端和所述第二开关管s2的第一端连接，所述第三开关管s3的第三端和所述第四开关管s4的第一端连接。
作为一种实施方式，本发明所述磁耦合谐振电路包括：第一电感lp、第二电感ls、第二电容cp、第三电容c1、变压器、第四电容c2和第五电容cs；所述第一电感lp的一端与所述第一开关管s1的第三端连接，所述第一电感lp的另一端分别与所述第二电容cp的一端和所述第三电容c1的一端连接，所述第二电容cp的另一端分别与所述第三开关管s3的第三端、所述变压器的第二端连接，所述第三电容c1的另一端与所述变压器的第一端连接，所述变压器的第三端和所述第四电容c2的一端连接，所述第四电容c2的另一端分别与所述第五电容cs的一端和所述第二电感ls的一端连接，所述第五电容cs的另一端分别与所述变压器的第四端和所述第六开关管s6的第一端连接，所述第二电感ls的另一端与所述第五开关管s5的第一端连接。
作为一种实施方式，本发明所述第一开关管s1、所述第二开关管s2、所述第三开关管s3、所述第四开关管s4、所述第五开关管s5和所述第六开关管s6均为mosfet，所述第一端为漏极，所述第二端为栅极，所述第三端为源极。
作为一种实施方式，本发明所述负载装置rl为恒定电阻式负载。
作为一种实施方式，本发明所述变压器有第三电感l1和第四电感l2组成，所述第三电感l1和所述第四电感l2之间通过线圈互感连接。
直流稳压电源vi并联一个容值较大的电容，再连接全桥逆变电路生成频率约等于lcc补偿网络谐振频率的方波信号，全桥逆变电路的控制信号采用等分占空比的驱动方式。
所述全桥逆变电路按照如下方式工作：第一开关管s1的驱动信号与第三开关管s3的驱动信号是完全相同的；第二开关管s2的驱动信号与第四开关管s4的驱动信号是完全相同的；第一开关管s1的驱动信号与第二开关管s2的驱动信号在时间上是互补的，且二者驱动的时间相等。第三开关管s3的驱动信号与第四开关管s4的驱动信号在时间上是互补的，且二者驱动的时间相等。当第一开关管s1和第四开关管s4导通时，原边的电流回路是第一开关管s1-磁耦合谐振电路中的原边lcc补偿网络(由第一电感lp、第二电容cp和第三电容c1组成)-第四开关管s4-直流稳压电源vi-第一开关管s1，逆变输出的电压值为正值；当第二开关管s2和第三开关管s3导通时，原边的电流回路是第三开关管s3-磁耦合谐振电路中的原边lcc补偿网络-第二开关管s2-直流稳压电源vi--第三开关管s3，逆变输出电压值为负值。
磁耦合谐振电路中的副边lcc补偿网络(由第二电感ls、第四电容c2和第五电容cs组成)连接到半无桥有源整流器，半无桥有源整流器输出侧连接第六电容c0和负载电阻。如图1所示，所述半无桥有源整流器由全桥的上桥臂开关管均被二极管替代所形成，较全桥成本更低。所述的半无桥有源整流器按照如下方式工作：第五开关管s5和第六开关管s6的驱动信号完全相同，其驱动信号的频率远小于谐振频率，并且开关时刻是任意的，不需检测高频信号过零点。根据电流的方向和流通路径，划分得到四种工作模态：
模态一，第五开关管s5和第六开关管s6开通，电流正向流过第五开关管s5，并流经第六开关管s6的反并联二极管，此时，副边谐振拓扑的输出电压为零。副边存在两个电流回路，分别是耦合谐振网络中的副边lcc补偿网络-第五开关管s5-第六开关管s6的反并联二极管-耦合谐振网络中的副边lcc补偿网络和第六电容co–负载装置rl–第六电容co，输出电流由第六电容co提供。
模态二，第五开关管s5和第六开关管s6开通，电流正向流过第六开关管s6，并流经第五开关管s5的反并联二极管，此时，副边谐振拓扑的输出电压为零。副边存在两个电流回路，分别是耦合谐振网络中的副边lcc补偿网络-第六开关管s6-第五开关管s5的反并联二极管-耦合谐振网络中的副边lcc补偿网络和第六电容co-负载装置rl-第六电容co。
模态三，第五开关管s5和第六开关管s6关断，电流正向流过d1，此时谐振电流给第六电容co充电，输出电压上升，电流回路是耦合谐振网络中的副边lcc补偿网络-第一二极管d1-第六电容co(负载装置rl)-第六开关管s6的反并联二极管-耦合谐振网络中的副边lcc补偿网络，谐振电压基本等于输出电压。
模态四，第五开关管s5和第六开关管s6关断，电流正向流经第二二极管d2,此时谐振电流给输出稳压电容充电，电流回路为耦合谐振网络中的副边lcc补偿网络-第二二极管d2-第六电容co(负载装置rl)-第五开关管s5的反并联二极管-耦合谐振网络中的副边lcc补偿网络。
本发明所述第三电感l1和所述第四电感l2的电压较高，因此应选取耐压等级高的电感，一般而言，电压应力不高于90％。占空比控制和相角控制有相似之处。可以认为，占空比控制中第五开关管s5和第六开关管s6开通的时间等效于将传统的移相角控制的零电平聚合在一起，即占空比的形成可看做相角在0°和180°周期性变化的结果。同样地，占空比也可进行负载变换，将实际负载对原边的影响进行可控变换，可达到恒压、恒流的输出特性控制，以及对最优效率的追踪。
本发明在基础电路上增加电压传感器、电流传感器和控制器，其工作原理如下：谐振电压保持不变，通过选择电能传输模式，并进行相应的电流或电压采样，通过副边占空比，即所述第五开关管s5和第六开关管s6开通的时间占周期的比例，控制获得期望的输出，当实际输出值小于期望值时，减小占空比，反之增大占空比，因此总结出控制占空比的具体流程如图2所示，同时将此控制流程转换成模块化，因此所述控制器包括：选择模块、第一判断模块、第二判断模块和执行模块；所述选择模块用于选择电能传输模式；当所述电能传输模式为恒流传输模式时，则获取所述电流传感器采集的负载输出电流；当所述电能传输模式为恒压传输模式时，则获取所述电压传感器采集的负载输出电压；所述第一判断模块用于判断所述负载输出电流是否小于设定电流值；如果所述负载输出电流小于设定电流值，则第t时刻的占空比为dt＝dt-1-δd，其中，δd为占空比增量；如果所述负载输出电流大于或等于设定电流值，则第t时刻的占空比为dt＝dt-1 δd；所述第二判断模块用于判断所述负载输出电压是否小于设定电压值；如果所述负载输出电压小于设定电压值，则第t时刻的占空比为dt＝dt-1-δd；如果所述负载输出电压大于或等于设定电压值，则第t时刻的占空比为dt＝dt-1 δd；所述执行模块用于根据第t时刻的占空比控制所述第五开关管s5和第六开关管s6的工作状态。所述执行模块用于根据第t时刻的占空比控制所述第五开关管s5和第六开关管s6的工作状态。本实施例中占空比增量δd可根据实际需求进行选取，本实施例中选为0.01。
所述控制器还包括第三判断模块，用于判断所述负载输出电流与给定电流的差值在允许的误差范围内或所述负载输出电压与给定电压的差值在允许的误差范围内时，stop标志位会被置1，调节过程结束。
在无线电能传输装置中，对参数变化和系统故障的容错能力直接影响到装置的可靠性和保护系统的复杂度。所述无线电能传输装置在互感降低甚至原边独立工作的故障工况下，线圈电流将保持不变，而变换器输出电流随互感降低而减小。所述无线电能传输装置在负载短路的故障工况下，线圈电流将稍微减小，而整套系统仍然在可控的安全工况下工作，故障瞬间典型波形图如图3所示。在图3中，故障发生时间为t＝0.05s。
主要元器件的参数如下：
直流稳压电源vi：0-120v。
第一电容即输入直流稳压电容ci：100μf。
第六电容即输出直流稳压电容co：1000μf。
功率器件mosfetq1～q6：c2m0080120d，1200v/31.6a/0.08ω。
第一二极管d1、第二二极管d2：1n4148。
第一电感即原边补偿电感lp：20μh。
第二电容即原边并联补偿电容cp：200nf。
第三电容即原边串联补偿电容c1：50nf。
第三电感即发射线圈自感值l1：100μh。
原边开关频率f1：79khz。
第二电感即副边补偿电感ls：20μh。
第五电容即副边并联补偿电容cs：200nf。
第四电容即副边串联补偿电容c2：50nf。
第四电感即接收线圈自感值l2：100μh。
原边开关频率f1：7.9khz。
耦合线圈互感值m：25μh。
负载装置即负载电阻rl：10ω。
控制器即数字控制器dsp：tms320f28335。
本发明采用全桥逆变电路与半无桥有源整流器实现对无线电能传输装置的控制，有利于无线电能传输装置的小型化设计，同时降低了功率器件的开关损耗和导通损耗，有利于功率器件的选型和散热处理，且无需考虑原副边控制信号的同步问题，结构简单，设计新颖，成本更低，具有明显的应用价值，在给出的主要元器件参数下，通过占空比的控制，可以实现输出电压0v到120v的连续控制。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。
1.一种无线电能传输装置，其特征在于，所述装置包括：
直流稳压电源、全桥逆变电路、磁耦合谐振电路、半无桥有源整流器、负载装置、电流传感器、电压传感器和控制器；所述直流稳压电源依次通过所述全桥逆变电路、所述磁耦合谐振电路和所述半无桥有源整流器连接；所述控制器分别与所述电流传感器、所述电压传感器、所述半无桥有源整流器中第五开关管的第二端和第六开关管的第二端连接；
所述半无桥有源整流器包括：第一二极管、第二二极管、第五开关管、第六开关管和第六电容，所述第一二极管的阴极分别与第二二极管的阴极、所述第六电容的一端和所述负载装置的一端连接，所述第一二极管的阳极和所述第五开关管的第一端连接，所述五开关管的第三端分别与所述第六开关管的第三端、所述第六电容的另一端和所述负载装置的另一端连接，所述第二二极管的阳极与所述第六开关管的第一端连接，所述第一二极管的阳极、所述第五开关管的第一端、所述第二二极管的阳极和所述第六开关管的第一端分别与所述磁耦合谐振电路连接；
所述电流传感器用于采集负载输出电流；所述电压传感器用于采集负载输出电压；所述控制器用于根据所述负载输出电流和所述负载输出电压控制所述第五开关管和所述第六开关管的工作状态。
2.根据权利要求1所述的无线电能传输装置，其特征在于，所述控制器包括：
选择模块，用于选择电能传输模式；当所述电能传输模式为恒流传输模式时，则获取所述电流传感器采集的负载输出电流；当所述电能传输模式为恒压传输模式时，则获取所述电压传感器采集的负载输出电压；
第一判断模块，用于判断所述负载输出电流是否小于设定电流值；如果所述负载输出电流小于设定电流值，则第t时刻的占空比为dt＝dt-1-δd，其中，δd为占空比增量；如果所述负载输出电流大于或等于设定电流值，则第t时刻的占空比为dt＝dt-1 δd；
第二判断模块，用于判断所述负载输出电压是否小于设定电压值；如果所述负载输出电压小于设定电压值，则第t时刻的占空比为dt＝dt-1-δd；如果所述负载输出电压大于或等于设定电压值，则第t时刻的占空比为dt＝dt-1 δd；
执行模块，用于根据第t时刻的占空比控制所述第五开关管和所述第六开关管的工作状态。
3.根据权利要求1所述的无线电能传输装置，其特征在于，所述全桥逆变电路包括：
第一电容、第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；所述直流稳压电源的正极分别与所述第一电容的一端、所述第一开关管的第一端、所述第三开关管的第一端连接，所述直流稳压电源的负极分别与所述第一电容的另一端、所述第二开关管的第三端和所述第四开关管的第三端连接，所述第一开关管的第三端和所述第二开关管的第一端连接，所述第三开关管的第三端和所述第四开关管的第一端连接。
4.根据权利要求3所述的无线电能传输装置，其特征在于，所述磁耦合谐振电路包括：
第一电感、第二电感、第二电容、第三电容、变压器、第四电容和第五电容；
所述第一电感的一端与所述第一开关管的第三端连接，所述第一电感的另一端分别与所述第二电容的一端和所述第三电容的一端连接，所述第二电容的另一端分别与所述第三开关管的第三端、所述变压器的第二端连接，所述第三电容的另一端与所述变压器的第一端连接，所述变压器的第三端和所述第四电容的一端连接，所述第四电容的另一端分别与所述第五电容的一端和所述第二电感的一端连接，所述第五电容的另一端分别与所述变压器的第四端和所述第六开关管的第一端连接，所述第二电感的另一端与所述第五开关管的第一端连接。
5.根据权利要求3所述的无线电能传输装置，其特征在于，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管、所述第四开关管、所述第五开关管和所述第六开关管均为mosfet，所述第一端为漏极，所述第二端为栅极，所述第三端为源极。
6.根据权利要求5所述的无线电能传输装置，其特征在于，所述mosfet的型号为c2m0080120d。
7.根据权利要求3所述的无线电能传输装置，其特征在于，所述控制器为tms320f28335。
8.根据权利要求3所述的无线电能传输装置，其特征在于，所述直流稳压电源的额定电压为220v。
技术总结